Laboratorijski mikrovalni sintetizator. Shema, opis

Kao što slijedi iz § 1.10, u načelu je moguće izgraditi DKSCH sustav koristeći digitalnu fazno zaključanu petlju u bilo kojem frekvencijskom području, uključujući mikrovalnu. Poznate publikacije o takvim sustavima, iako samo u decimetarskom području (primjerice, , ), potječu iz druge polovice 60-ih godina. Što se tiče SMV asortimana, znamo samo za jedan članak iz 1971. godine, koji opisuje digitalni sintisajzer u ovom rangu. Složimo se da sintisajzeri u području do 400 MHz pripadaju metarskom području valnih duljina, kojemu su bliži ne samo zato što pokrivaju područje koje je tek nešto veće od metarskog ograničenja, već i po principima svoje konstrukcije.

Budući da širina radnog frekvencijskog područja najjednostavnijeg digitalnog sintesajzera ne može premašiti maksimalnu brzinu DPCD-a, praktički najjednostavniji DLL sustavi nisu primjenjivi na mikrovalove. Gore je navedeno da uključivanje DPKD-a prije DPKD-a čini sustav inercionijim i pogoršava karakteristike buke potonjeg. Doista, ako je maksimalna brzina modernih DPCD-ova približno 50 MHz, tada je za f 0 = 5 GHz (sredina centimetarskog raspona) potreban DPCD s faktorom dijeljenja c = 100, tj., pod jednakim uvjetima, pojas DPLLL prstena sužava se od ovoga u ovom primjeru za dva reda veličine.

Kao što je prikazano u § 1.10, heterodinirajući DFLL sustav (slika 1.12c), iako je glomazni, ima električne karakteristike koje nisu inferiorni u odnosu na najjednostavniji sustav. Nije ograničen brzinom DPKD-a i stoga se može koristiti u mikrovalnim sintesajzerima. Međutim, korištenje ovog sustava u mikrovalnim pećnicama ima svoje karakteristike. Prvo, budući da širina radnog frekvencijskog raspona P 0 = f 0 max - f 0 min u mikrovalnoj pećnici gotovo uvijek premašuje brzinu DPKD f DP max, heterodiniranje se ne bi trebalo provoditi prema jednoj frekvenciji, već prema referentnoj mreži frekvencije f q (k) (kao u starijem dekadnom višedekadnom DKSCH sustavu). Drugo, korak diskretnosti navedene mreže β k ne bi trebao premašiti širinu raspona stabilne podjele DPKD f DP max - f DP min, tj. praktički β k f DP max - f DP min, tada ćete prije DPKD moraju uključiti DPKD u obliku jednog ili dva okidača. Tako mali faktor dijeljenja DPKD-a (c = 2 ili c = 4), prvo, neće značajno pogoršati električne karakteristike sustava i, drugo, kako industrija bude razvijala brže djelujuće DPKD-ove, DFKD će se prvo degenerirati u jedan okidač (c = 2), a zatim se može potpuno isključiti iz sheme.

Dakle, tipični mikrovalni blok dijagram digitalnog sintesajzera može se prikazati kao što je prikazano na Sl. 3.1a. Za ovaj sustav

Zajedničko rješenje (3.1) i (3.2) daje

Zatim iz (3.3) i (3.4) koeficijent dijeljenja DPKD

U drugom poglavlju definirani su kriteriji [obrazac (2.44)] za odabir referentnih frekvencija, čime se osigurava odsutnost bočnih komponenti koje ne kontrolira PLL prsten na izlazu sintesajzera. Pogledajmo kako su ti kriteriji ispunjeni u dijagramu na sl. 3.1a. Jer

tada zamjenom (3.6) u (3.1) dobivamo

Iz (2.44) slijedi da je potrebno ispuniti uvjet Ako u posljednjem izrazu uzmemo ekstremni slučaj (nejednakost zamijenimo jednakošću) i, uzimajući to u obzir, zamijenimo (3.8) u (3.7), tada se ispostavlja da

Međutim, u pravilu, u mikrovalnim sustavima P 0 >> f DC max. Prema tome, ili koeficijent dijeljenja DFCD mora biti odabran dovoljno velik ili uvjet (2.44) u sustavu sa Sl. 3.1a može se ispuniti samo u posebnom slučaju.

Ovdje je prihvaćeno da se, međutim, može doći do istih zaključaka.

Gore je prikazan negativan utjecaj DFCD-a na parametre sustava, posebno pri velikim c. Ne može se računati na naglo povećanje performansi DPKD-a u bliskoj budućnosti. Stoga sustav Sl. 3.1a se može koristiti samo u uskopojasnom sintesajzeru.

Budući da se ispunjavanje jedne od nejednakosti (2.44) treba smatrati obveznim, potrebno je transponirati referentne frekvencije f" q "gore" ili "dolje" izvan radnog raspona sintetizatora, a ako sintetizator radi na prijemniku ili mikser odašiljača, tada izvan radnog područja nosivih frekvencija radio veze. U ovom slučaju, kao što je očito, uvjete (2.44) treba nadopuniti još jednom nejednakošću

Vlasnici patenta RU 2580068:

Izum se odnosi na radiotehniku ​​i može se koristiti u odašiljačkim i prijamnim uređajima u mikrovalnom frekvencijskom području. Tehnički rezultat je povećanje stabilnog rada pri podešavanju frekvencije ulaznog mikrovalnog signala. Mikrovalni frekvencijski sintetizator sadrži mikrovalni naponski upravljani oscilator (VCO), usmjereni spojnik, mikrovalni mikser, izvor ulaznog mikrovalnog signala, prvi djelitelj frekvencije s promjenjivim koeficijentom dijeljenja, detektor faze frekvencije, drugu frekvenciju djelitelj s promjenjivim koeficijentom dijeljenja, referentni izvor signala i filtar, niskopropusni, fazni komparator, standby multivibrator, dvije diode i operacijsko pojačalo. 4 ilustr.

Izum se odnosi na radiotehniku, točnije na sintetizatore mikrovalne frekvencije širokog raspona s preliminarnim, početnim, podešavanjem frekvencije mikrovalnog oscilatora upravljanog naponom (VCO), uključenog u sustav širokog raspona fazno zaključane petlje (PLL) mikrovalne pećnice. frekvencijski sintetizator i može se koristiti u primopredajnim uređajima mikrovalnog frekvencijskog područja .

Poznati su sustavi aktivne sinteze frekvencija u kojima se oscilacije sintetiziranih frekvencija filtriraju pomoću aktivnog filtra u obliku fazno zaključane petlje. U ovom slučaju, frekvencija signala pretvara se, na primjer, dijeljenjem u niskofrekventni raspon, gdje se uspoređuje s frekvencijom referentnog oscilatora, a napon automatskog ugađanja naponski upravljanog mikrovalnog oscilatora (VCO) je generiran. Sustavi aktivne sinteze osiguravaju veću supresiju lažnih spektralnih komponenti i faznog šuma nosivog vala. Međutim, u ovom je krugu, zbog visokog omjera dijeljenja frekvencije VCO-a, nemoguće postići nisku razinu šuma u izlaznom signalu sintesajzera.

Poznat je sintetizator mikrovalne frekvencije koji implementira princip aktivne sinteze s PLL petljom, koji je odabran kao prototip predloženog izuma. Sintetizator mikrovalne frekvencije sadrži mikrovalni VCO, čiji je izlaz spojen preko usmjerene spojnice na izlaz sintetizatora mikrovalne frekvencije i na prvi ulaz mikrovalnog miksera, čiji je drugi ulaz spojen na izlaz izvora ulaznog mikrovalnog signala s frekvencijom f mikrovalni ulaz, izlaz mikrovalne miješalice spojen je na ulaz prvog djelitelja frekvencije (DF) s promjenjivim koeficijentom dijeljenja n, čiji je izlaz spojen na prvi ulaz frekvencije. -fazni detektor (FPD), drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora spojen je na izlaz drugog djelitelja frekvencije s promjenjivim koeficijentom diobe m, čiji je ulaz spojen na izvor signala referentne frekvencije f OP, a izlaz frekvencijsko-faznog detektora spojen je preko niskopropusnog filtra (LPF) na ulaz mikrovalnog VCO. U ovom slučaju, usmjereni spojnik, mikser, prvi razdjelnik frekvencije, PFD i niskopropusni filtar čine PLL petlju.

Poznati sintetizator mikrovalne frekvencije omogućuje postizanje niske razine faznog šuma u izlaznom signalu sintetizatora mikrovalne frekvencije s frekvencijom f MF smanjenjem koeficijenta dijeljenja prvog djelitelja frekvencije kada se koristi kao ulazni mikrovalni signal s frekvencijom f ulazni mikrovalni signal s niskom razinom faznog šuma. Osim toga, smanjenje omjera dijeljenja prvog djelitelja frekvencije omogućuje povećanje pojačanja PLL petlje. Budući da je u takvom krugu frekvencija ulaznog mikrovalnog signala f u mikrovalnoj odabrana iz uvjeta f u mikrovalnoj >f MF, tada je, kako bi se održala konstantna vrijednost pojačanja PLL petlje sintetizatora mikrovalne frekvencije, potrebno za kompenzaciju promjene u koeficijentu dijeljenja prvog frekvencijskog djelitelja promjenom nagiba ugađanja frekvencije mikrovalnog VCO-a kako bi se održali kontrolni pojasevi PLL petlje.

Međutim, ako su frekvencijski pomaci f VCO mikrovalni VCO veći od 2 f IF (gdje je međufrekvencija f IF = f ulazna mikrovalna -f VCO), tada će doći do kvarova fazne sinkronizacije u ovom mikrovalnom sintetizatoru frekvencije, što će dovesti do gubitka funkcionalnosti sintisajzera.

Osim toga, poznati sintetizator mikrovalne frekvencije radi samo ako se ulazni mikrovalni signal s fiksnom frekvencijom f mikrovalni ulaz dovodi na drugi ulaz mikrovalne miješalice. Kada se ulazni mikrovalni signal s promjenjivom (podesivom) frekvencijom f u mikrovalnoj pećnici dovodi na ovaj ulaz mikrovalnog miksera u pojasu većem od ili jednakom 2 f IF, može doći do poremećaja fazne sinkronizacije u sintetizatoru mikrovalne frekvencije.

Tehnički cilj ovog izuma je stvoriti sintetizator mikrovalne frekvencije širokog raspona s niskom razinom faznog šuma i kratkim vremenom ugađanja za frekvenciju izlaznog signala sintetizatora f MF, osiguravajući odsutnost kršenja fazne sinkronizacije kada mijenjanje (podešavanje) frekvencije ulaznog mikrovalnog signala f ulaznog mikrovalnog pojasa jednakog ili većeg od dvostruke frekvencije međufrekvencijskog signala f IF, gdje je f IF = f ulazni mikrovalni -f VCO, kao i osiguravanje očuvanja fazne sinkronizacije kada se frekvencija f VCO mikrovalnog VCO signala pomakne za više od 2 f IF.

Tehnički rezultat je spriječiti kršenja fazne sinkronizacije uzrokovane prijelaznim procesima u PLL petlji i osigurati stabilan rad sintetizatora mikrovalne frekvencije tijekom rada, uključujući podešavanje frekvencije f ulaza mikrovalnog ulaznog signala.

Suština tehničkog rješenja je da predloženi sintetizator mikrovalne frekvencije sadrži naponski upravljani mikrovalni oscilator (VCO), čiji je izlaz spojen na ulaz usmjerenog sprežnika, čiji je prvi izlaz izlaz mikrovalne frekvencije. sintetizator, a drugi izlaz usmjerenog spojnika spojen je na prvi ulaz mikrovalnog miksera, drugi ulaz mikrovalnog miksera spojen je na izlaz ulaznog izvora mikrovalnog signala, izlaz mikrovalnog miksera spojen je na ulaz prvog frekvencijskog djelitelja s promjenjivim omjerom dijeljenja, čiji je izlaz spojen na prvi ulaz frekvencijsko-faznog detektora, drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora spojen je na izlaz drugog frekvencijskog djelitelja s promjenjivi omjer dijeljenja, čiji je ulaz spojen na izlaz izvora referentnog signala, a niskopropusni filtar spojen je između frekvencijsko-faznog detektora i mikrovalnog VCO. Sintetizator mikrovalne frekvencije dodatno sadrži fazni komparator, standby multivibrator, dvije diode i operacijsko pojačalo. U ovom slučaju, prvi i drugi izlaz frekvencijsko-faznog detektora spojeni su, odnosno, na prvi i drugi ulaz operacijskog pojačala, čiji je izlaz spojen na ulaz mikrovalnog VCO, a niskopropusni filtar spojen je između prvog ulaza operacijskog pojačala i njegovog izlaza, prvi ulaz faznog komparatora spojen je na izlaz prvog djelitelja frekvencije s promjenjivim koeficijentom dijeljenja i prvi ulaz frekvencijsko-faznog detektora, drugi ulaz faznog komparatora spojen je na izlaz drugog djelitelja frekvencije s promjenjivim koeficijentom dijeljenja i na drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora, izlaz faznog komparatora spojen je na ulaz multivibratora na čekanju, prvi izlaz multivibratora na čekanju spojen preko prve diode na prvi izlaz frekvencijsko-faznog detektora i na prvi ulaz operacijskog pojačala, drugi izlaz multivibratora u stanju pripravnosti spojen je preko druge diode na drugi izlaz frekvencije. -fazni detektor i na drugi ulaz operacijskog pojačala. Štoviše, prva i druga dioda spojene su jedna nasuprot drugoj, dok mikrovalni VCO, usmjereni spojnik, mikrovalni mikser, prvi razdjelnik frekvencije, frekvencijsko-fazni detektor, operacijsko pojačalo i niskopropusni filtar tvore fazno zaključanu petlju (PLL) : T M - τ m >τ PLL, gdje je T M period oscilacije multivibratora na čekanju, τ PLL je vrijeme za uspostavljanje sinkronizacije u fazno zaključanoj petlji.

Uključivanje faznog komparatora i multivibratora u stanju mirovanja s dvije diode back-to-back na izlazu u krug sintetizatora mikrovalne frekvencije omogućuje preliminarno postavljanje frekvencije f VCO signala mikrovalnog VCO-a u slučaju kršenje fazne sinkronizacije u PLL petlji, koje se događa pri prebacivanju frekvencije f ulaznog mikrovalnog signala ili pri napuštanju frekvencije f VCO mikrovalnog VCO signala, na primjer, pri uključivanju mikrovalnog sintetizatora, što osigurava brzo vraćanje fazne sinkronizacije te povećava stabilnost sintetizatora mikrovalne frekvencije. U tom slučaju, nakon ponovnog uspostavljanja PLL petlje, multivibrator u stanju pripravnosti se isključuje i ne utječe na daljnji rad PLL petlje.

Operacijsko pojačalo s niskopropusnim filtrom u povratnom krugu tvori upravljački pojas PLL petlje.

Vrijeme između kraja prvog i početka sljedećeg impulsa multivibratora na čekanju, određeno RC sklopom ovog multivibratora, mora biti veće od vremena uspostavljanja sinkronizacije u PLL petlji, odnosno uvjet mora biti ispunjen:

T M -τ m >τ PLL.

Izum je ilustriran crtežima.

Na sl. Slika 1 prikazuje blok dijagram predloženog sintetizatora mikrovalne frekvencije, gdje

1 - mikrovalni generator (VCO) s frekvencijom f VCO (upravljački napon U UPR);

3 - mikrovalna miješalica;

4 - izvor ulaznog mikrovalnog signala s frekvencijom f mikrovalnog ulaza;

5 - prvi djelitelj frekvencije s promjenjivim omjerom dijeljenja n;

6 - frekvencijsko-fazni detektor (izlazni napon U PFD);

7 - drugi razdjelnik frekvencije s promjenjivim omjerom dijeljenja m;

8 - izvor referentnog signala s frekvencijom f OP;

9 - operacijsko pojačalo;

10 - niskopropusni filtar;

11 - fazni komparator (izlazni napon U FC);

12 - pripravni multivibrator (izravni izlazni napon U m1 i inverzni

13 - prva dioda;

14 - druga dioda;

f IF =f mikrovalni ulaz -f VCO - signal srednje frekvencije;

f MF - izlazni signal sintetizatora mikrovalne frekvencije.

Na sl. Slika 2 prikazuje vremenske dijagrame ulaznog U FC i izlaznog napona U m1 i U m2 multivibratora na čekanju, koji je dio predloženog sintetizatora mikrovalne frekvencije, gdje

T M - period titranja multivibratora na čekanju 12;

τ m - trajanje impulsa multivibratora na čekanju 12;

τ PLL je vrijeme za uspostavljanje sinkronizacije u fazno zaključanoj petlji.

Na sl. Slika 3 prikazuje širinu pojasa ugađanja izlaznog mikrovalnog signala s frekvencijom f MF =f VCO u odnosu na ulazni mikrovalni signal fiksne frekvencije f predloženog sintetizatora mikrovalne frekvencije.

Na sl. Slika 4 prikazuje širinu pojasa ugađanja izlaznog mikrovalnog signala s frekvencijom f MF =f VCO u odnosu na podesivu frekvenciju f ulaznog mikrovalnog ulaznog signala predloženog sintetizatora mikrovalne frekvencije.

Predloženi sintetizator mikrovalne frekvencije, čiji je blok dijagram prikazan na Sl. 1, sadrži mikrovalni naponski upravljani generator (VCO) 1, čiji je izlaz spojen na ulaz usmjerenog sprežnika 2, čiji je jedan izlaz izlaz mikrovalnog sintetizatora frekvencije, a drugi izlaz usmjerenog sprežnika 2 spojen je na prvi ulaz mikrovalnog mješača 3, čiji je drugi ulaz spojen na izlazni izvor ulaznog mikrovalnog signala 4 s frekvencijom f mikrovalnog ulaza. Izlaz mikrovalnog mješača 3 spojen je na ulaz prvog djelitelja frekvencije 5 s promjenjivim koeficijentom dijeljenja n, čiji je izlaz spojen na prvi ulaz detektora frekvencije-faze 6. Drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora 6. Fazni detektor 6 spojen je na izlaz drugog djelitelja frekvencije 7 s promjenjivim koeficijentom dijeljenja m, ulaz koji je spojen na izlaz izvora referentnog signala 8 s frekvencijom f OP. Dva izlaza frekvencijsko-faznog detektora 6 spojena su na dva ulaza operacijskog pojačala 9, čiji je izlaz spojen na ulaz mikrovalnog VCO generatora 1, dok je niskopropusni filtar 10 spojen između prvog ulaza operacijsko pojačalo 9 i njegov izlaz. Prvi ulaz faznog komparatora dodatno uvedenog u krug 11 spojen je na izlaz prvog frekvencijskog razdjelnika 5 i prvi ulaz frekvencijsko-faznog detektora 6, drugi ulaz faze komparator 11 spojen je na izlaz drugog razdjelnika frekvencije 7 i drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora 6. Izlaz faznog komparatora 11 spojen je na ulaz multivibratora na čekanju 12, čiji izlaz usmjerava kroz prva dioda 13 spojena je na prvi izlaz frekvencijsko-faznog detektora i prvi ulaz operacijskog pojačala 9, inverzni izlaz pripravnog multivibratora 12 preko druge diode 14 spojen je na drugi izlaz frekvencijsko-faznog detektora 6 i na drugi ulaz operacijskog pojačala 9 jedna nasuprot drugoj spojene su prva i druga dioda. U ovom krugu, mikrovalni VCO 1, usmjereni sprežnik 2, mikrovalni mikser 3, prvi djelitelj frekvencije 5, detektor faze frekvencije 6, drugi djelitelj frekvencije 7, operacijsko pojačalo 9 i niskopropusni filtar 10 čine PLL petlju.

Predloženi sintetizator mikrovalne frekvencije radi na sljedeći način. Izlazni signal mikrovalnog VCO 1 s frekvencijom f VCO kroz spojnicu 2 i izlazni mikrovalni signal ulaznog izvora mikrovalnog signala 4 s frekvencijom f ulazni mikroval dovodi se u mikrovalni mješač 3, na čijem se izlazu javlja signal međufrekvencije f IF odabran je, koji se dovodi na ulaz prvog frekvencijskog razdjelnika 5 i nakon dijeljenja s faktorom n, signal s izlaza prvog frekvencijskog razdjelnika 5 dovodi se na prvi ulaz frekvencijsko-faznog detektora 6. Referenca frekvencijski signal f OP s izlaza izvora referentnog signala 8 dovodi se na ulaz drugog razdjelnika frekvencije 7, gdje se frekvencija dijeli s faktorom m. Signal s izlaza drugog razdjelnika frekvencije 7 dovodi se na drugi ulaz detektora frekvencijske faze (FPD) 6, u kojem se uspoređuje sa signalom primljenim s izlaza prvog razdjelnika frekvencije 5, a kontrola napon U FPD generira se na dva izlaza frekvencijsko-faznog detektora 6, čija su veličina i predznak proporcionalni razlici frekvencija i faza uspoređivanih signala. Ovaj upravljački napon U PFD kroz operacijsko pojačalo 9 i niskopropusni filtar 10, uključen u povratni krug operacijskog pojačala 9, dovodi se do upravljačkog ulaza mikrovalnog VCO 1 kao upravljački napon U Ctrl., izvodeći kontinuirano podešavanje frekvencije mikrovalnog VCO 1, što utječe na sinkronizaciju faznog načina rada u PLL petlji.

Uvjeti za izvođenje frekvencijsko-fazne sinkronizacije u PLL petlji su jednakost frekvencija i faza signala koji se dovode na ulaze frekvencijsko-faznog detektora, odnosno f OP /m=f IF /n, φ OP = φ AKO,

gdje je f IF = f ulazni mikroval -f VCO,

m je koeficijent dijeljenja frekvencije referentnog signala s frekvencijom f OP;

n je faktor dijeljenja frekvencije signala srednje frekvencije f IF;

φ OP - faza referentnog signala s frekvencijom f OP;

φ IF - faza signala međufrekvencije f IF.

Kada je frekvencija ulaznog mikrovalnog signala f u mikrovalnoj podešena u pojasu jednakom ili većem od dvostruke frekvencije signala međufrekvencije f IF, gdje je f IF = f u mikrovalnoj -f VCO, kao i kada je frekvencija mikrovalni signal f VCO f VCO pomiče se za više od 2 f IF, ulazni mikrovalni signal f ulazni mikroval u predloženom izumu prolazi kroz PLL petlju sintetizatora mikrovalne frekvencije, odnosno kroz fazni komparator 11, multivibrator na čekanju 12, kao i back-to-back diode 13, 14.

Ako postoji fazna sinkronizacija u PLL petlji, s izlaza faznog komparatora 11 dolazi do multivibratora na čekanju 12 upravljački signal koji isključuje multivibrator na čekanju 12, odnosno izlazni napon faznog komparatora 11 U FC. (na primjer, razina tranzistor-tranzistor logika TTL) u obliku logičke jedinice. U ovom trenutku multivibrator na čekanju 12 ne proizvodi impulsne izlazne signale s naponima U M1, U M2 na izravnim i inverznim izlazima, respektivno, i ne utječe na rad PLL petlje. Na izravnim i inverznim izlazima multivibratora na čekanju 12, konstantni naponi U M1 i U M2 postavljeni su u protufazi, što odgovara logičkoj nuli i logičkoj jedinici). Vremenski dijagrami ulaznog U FC i izlaznog napona U M1 i U M2 multivibratora na čekanju 12 prikazani su na sl. 2

Ako je frekvencijska i fazna sinkronizacija u PLL petlji poremećena, U FC signal u obliku logičke nule s izlaza faznog komparatora 11 pokreće standby multivibrator 12, koji na izravnim i inverznim izlazima proizvodi izlazne impulsne signale s naponi U M1 (odgovara logičkoj jedinici) i U M2 (odgovara logičkoj nuli), koji preko dioda 13, 14 dolaze do prvog i drugog ulaza operacijskog pojačala 9. Tijekom djelovanja impulsa multivibratora na čekanju 12, odnosno tijekom trajanja τ m impulsa multivibratora na čekanju 12, ovisno o faziranju ulaza PFD 6, na izlazu operacijskog pojačala 9 postavlja maksimalnu ili minimalnu vrijednost upravljačkog napona za frekvenciju signala mikrovalnog VCO 1. U ovom slučaju, uvjeti za frekvencijsko-faznu sinkronizaciju su povrijeđeni (f OP /m=f IF /n, φ OP =φ IF) i frekvencijsko-fazni detektor 6 generira upravljački napon. U PFD, koji osigurava ponovnu uspostavu sinkronizacije (odnosno početak procesa sinkronizacije) u PLL petlji. Kada se ponovno uspostavi frekvencijsko-fazna sinkronizacija u PLL petlji, fazni komparator 11 isključuje pripravni multivibrator 12 (na njegovim izlazima konstantni naponi koji odgovaraju logičkoj nuli i logičkoj jedinici ponovno se postavljaju u protufazu). U slučaju ponovnog kršenja frekvencijsko-fazne sinkronizacije u PLL petlji ili u slučaju kvara PLL petlje, fazni komparator 11 ponovno pokreće multivibrator na čekanju 12 i cijeli proces vraćanja sinkronizacije se ponavlja.

U nekim slučajevima, za rad PLL petlje, isključujući kršenje sinkronizacije frekvencije i faze u njoj, potrebno je da prijelazni proces podešavanja frekvencije mikrovalne VCO u PLL petlji započne od nižeg (f VCO min ) ili gornji (f VCO max) rub radnog raspona mikrovalnog VCO do točke hvatanja frekvencije na kojoj je f VCO = f MF, to jest početna razina napona dovedena na upravljački ulaz mikrovalnog VCO 1 (u prijelaznom stanju način koji prethodi hvatanju frekvencije), uvijek je bila jednaka minimalnoj ili maksimalnoj vrijednosti. To je određeno položajem VCO frekvencije f mikrovalnog VCO izlaznog signala u odnosu na mikrovalnu frekvenciju f mikrovalnog ulaznog signala. U ovom slučaju moguća su dva glavna načina rada sintetizatora mikrovalne frekvencije, u kojima sinkronizacija u PLL petlji može biti poremećena.

Razmotrimo prvi način rada sintetizatora mikrovalne frekvencije, prikazan na sl. 3. Pretpostavimo da je frekvencija f mikrovalnog ulaznog signala fiksna i premašuje f MF (kao u prototipu), a pojas ugađanja mikrovalnog VCO 1 (Δf VCO) je dovoljno velik, na primjer, značajno premašuje vrijednost od 2 f AKO. U ovom slučaju, tijekom prijelaznog procesa koji prethodi hvatanju frekvencije, signal zrcalne frekvencije iz izlaza mikrovalnog miksera 3 može doći do detektora frekvencije-faze 6 (u točki kvara sinkronizacije, na kojoj je f VCO = f 1   MF, gdje je f 1   MF = f ulazni mikrovalni +f IF), što će dovesti do kvara sinkronizacije u PLL petlji, prijelaza signala frekvencije f VCO mikrovalnog VCO-a na najviši položaj koji odgovara frekvenciji f VCO max i, kao posljedica toga, kvar u radu sintetizatora mikrovalne frekvencije. Krug sintetizatora mikrovalne frekvencije, odabran kao prototip, ne pruža mogućnost rješenja ove situacije. U predloženom sintetizatoru mikrovalne frekvencije ovaj problem je riješen na sljedeći način.

Fazni komparator 11 u modu frekvencijsko-fazne sinkronizacije (f OP /m=f IF /n, φ OP =φ IF) proizvodi signal U FC na svom izlazu, koji odgovara logičkoj jedinici (logička "1"). Ovaj izlaz faznog komparatora 11 povezan je s ulazom multivibratora na čekanju 12, koji se pokreće signalom koji odgovara logičkoj nuli (logička "0"). S ulaznim signalom jednakim log razini. "0", prva 13 i druga 14 dioda su zatvorene i multivibrator u stanju mirovanja 12 ne utječe na rad PLL petlje. U slučaju kada je režim fazne sinkronizacije prekršen, na izlazu faznog komparatora 11 pojavljuje se signal koji odgovara logu. "0". To se može dogoditi kada je mikrovalni sintetizator frekvencije uključen ili kada se podešava frekvencija f referentnog signala. Signal koji odgovara logu. "0" s izlaza faznog komparatora 11 pokreće pripravni multivibrator 12 i na njegovim izravnim i inverznim izlazima, tijekom trajanja impulsa τ m, razine napona izgledaju jednake log "1" odnosno log. "0" (to jest, inverzno prethodnom stanju), stoga se prva 13 i druga 14 dioda otvaraju i diferencijalni napon se dovodi na prvi i drugi ulaz operacijskog pojačala 9, uzrokujući pojavu početnog (minimalnog) upravljački napon na izlazu operacijskog pojačala 9, koji se dovodi na frekvencijski upravljački ulaz mikrovalnog VCO 1, ovo postavlja vrijednost frekvencije mikrovalnog VCO f VCO =f VCO min. Nakon završetka impulsa multivibratora na čekanju 12, dolazi do stanke jednake vrijednosti T M -τ m, gdje je T M period ponavljanja impulsa multivibratora na čekanju 12. Tijekom ove stanke, PLL petlja prilagođava frekvenciju f VCO mikrovalnog VCO signala od minimalne vrijednosti f VCO min do frekvencije , na kojoj dolazi do sinkronizacije frekvencija-faza (točka zaključavanja frekvencije na slici 3). Kada je frekvencija f VCO mikrovalnog VCO signala podešena na vrijednost pri kojoj je f VCO =f MF (gdje je f MF =f ulazni mikrovalni -f IF) i pod uvjetom f VCO ≤f ulazni mikrovalni (u skladu s faziranje PFD-a 6), uspostavlja se način frekvencijsko-fazne sinkronizacije, u kojem je f OP /m=f IF /n. Na izlazu faznog komparatora 11 pojavljuje se signal koji odgovara razini log. “1”, prebacivanje multivibratora 12 u stanje pripravnosti. Ako iz nekog razloga ne dođe do procesa sinkronizacije, tada se ponavlja opisani ciklus uspostave sinkronizacije u PLL petlji. Nužan uvjet za hvatanje frekvencije, u ovom slučaju, je da period ponavljanja impulsa multivibratora na čekanju 12 mora zadovoljiti uvjet: T M -τm>τ PLL petlja, gdje

T M - period ponavljanja pulsa multivibratora na čekanju,

τ m - trajanje impulsa multivibratora na čekanju,

τ PLL petlja - vrijeme uspostavljanja sinkronizacije u PLL petlji.

Razmotrimo drugi način rada sintetizatora mikrovalne frekvencije, prikazan na sl. 4.

Pretpostavimo da je u početnom trenutku u mikrovalnom frekvencijskom sintetizatoru zadovoljen uvjet frekvencijsko-fazne sinkronizacije, s f ulazni mikroval = f ulazni mikroval1. U tom slučaju frekvencija izlaznog signala mikrovalnog sintetizatora frekvencije je f MF =f MF·1 =f ulazni mikroval1 -f IF. Tada se frekvencija f u mikrovalnom ulaznom signalu brzo podešava u pojasu Δf u mikrovalnom podešavanju ulaznog mikrovalnog signala (kao što je prikazano na slici 4) od vrijednosti f u mikrovalnoj1 do vrijednosti f u mikrovalnoj2 (u ovom slučaju, frekvencija opseg ugađanja ulaznog mikrovalnog signala Δf u mikrovalnom je veći od 2 f IF, gdje je f IF =f ulazni mikrovalni -f VCO. Istovremeno s ugađanjem frekvencije f ulaznog mikrovalnog, ugađanje frekvencije f VCO mikrovalnog VCO događa se od vrijednosti f MF1 na vrijednost f MF2. Međutim, zbog inercije PLL petlje, vrijeme podešavanja frekvencije ulaznog mikrovalnog signala (t AC mikrovalni ulaz) uvijek je manje od vremena uspostave sinkronizacije u PLL petlji (τ PLL petlja) , odnosno t AC mikrovalni ulaz ≤τ PLL petlja.

Kao rezultat tromosti PLL petlje, kod ugađanja frekvencije mikrovalnog VCO-a, također nastaju uvjeti za poremećaj sinkronizacije. Na primjer, kao što je prikazano na Sl. 4, pri podešavanju frekvencije f VCO od početne vrijednosti f MF1 (u gornjem dijelu raspona ugađanja frekvencije mikrovalnog VCO) na sljedeću nižu vrijednost frekvencije f MF2. u mikrovalnom mješaču formira se zrcalni međufrekventni signal na mjestu gdje je f VCO = f 1   MF2 = fin mikrovalna 2 + f IF. U ovom slučaju (s danim faziranjem PFD 6), uvjet f VCO ≤f mikrovalni ulaz neće biti ispunjen, to jest, frekvencija nije uhvaćena PLL petljom, što uzrokuje kršenje sinkronizacije frekvencija-faza s “povlačenje” frekvencije f VCO do gornje ekstremne vrijednosti f VCO Maksimalni raspon frekvencijskog ugađanja mikrovalnog VCO. Za ponovno uspostavljanje sinkronizacije frekvencija-faza u PLL petlji u predloženom izumu, potrebno je izvršiti ciklus uspostave sinkronizacije opisan u prvom načinu rada mikrovalnog sintetizatora frekvencije. Krug sintetizatora mikrovalne frekvencije, odabran kao prototip, ne predviđa mogućnost brze promjene frekvencije ulaznog mikrovalnog signala, pa stoga takav sklop ne dopušta stabilnu faznu sinkronizaciju pri podešavanju frekvencije ulaznog mikrovalnog signala. signal.

Eksperimentalno su ispitani i potvrđeni gore opisani načini nestabilnog rada PLL sustava u poznatom mikrovalnom frekvencijskom sintetizatoru, odabranom kao prototip izuma.

Na temelju predloženog izuma razvijeni su i eksperimentalno ispitani uzorci mikrovalnih frekvencijskih sintetizatora, koji su potvrdili stabilan rad s brzim vremenom oporavka frekvencijsko-fazne sinkronizacije u različitim režimima rada mikrovalnih frekvencijskih sintetizatora - manje od 100 μs.

Izvori informacija

1. Manasevich V. Sintetizatori frekvencija. Teorija i dizajn. - M.: Komunikacija, 1979

2. Ryzhkov A.V., Popov V.N. Sintetizatori frekvencija u radiokomunikacijskoj tehnici. - M.: Radio i veze, 1991, str. 110-113 (prikaz, ostalo).

Sintetizator mikrovalne frekvencije koji sadrži mikrovalni oscilator (VCO) upravljan naponom, čiji je izlaz spojen na ulaz usmjerenog sprežnika, čiji je prvi izlaz izlaz sintetizatora mikrovalne frekvencije, a drugi izlaz usmjerenog sintetizatora. sprežnik je spojen na prvi ulaz mikrovalnog miksera, drugi ulaz mikrovalnog miksera je spojen na izlazni izvor ulaznog mikrovalnog signala, izlaz mikrovalnog miksera je spojen na ulaz prvog djelitelja frekvencije s varijablom omjer dijeljenja, čiji je izlaz spojen na prvi ulaz detektora frekvencija-faza, drugi ulaz detektora faza-frekvencija spojen je na izlaz drugog djelitelja frekvencije s promjenjivim omjerom dijeljenja, čiji je ulaz povezan s izlazom izvora referentnog signala, a između frekvencijsko-faznog detektora i mikrovalnog VCO-a uključen je niskopropusni filtar, naznačen time što mikrovalni frekvencijski sintetizator dodatno sadrži fazni komparator, multivibrator na čekanju, dvije diode i operacijsko pojačalo, pri čemu su prvi i drugi izlaz frekvencijsko-faznog detektora spojeni redom na prvi i drugi ulaz operacijskog pojačala, čiji je izlaz spojen na ulaz mikrovalnog VCO, a niskopropusni filtar je spojen između prvog ulaza operacijskog pojačala i njegovog izlaza, prvi ulaz faznog komparatora spojen je na izlaz prvog frekvencijskog djelitelja s promjenjivim koeficijentom dijeljenja i prvog ulaza frekvencijsko-faznog detektora, drugi ulaz faze komparator je spojen na izlaz drugog djelitelja frekvencije s promjenjivim koeficijentom dijeljenja i na drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora, izlaz faznog komparatora spojen je na ulaz čekajućeg multivibratora, prvi izlaz čekajućeg multivibratora. multivibrator je preko prve diode spojen na prvi izlaz frekvencijsko-faznog detektora faznog detektora i s prvim ulazom operacijskog pojačala, drugi izlaz čekajućeg multivibratora spojen je preko druge diode s drugim izlazom frekvencijsko- faznog detektora i s drugim ulazom operacijskog pojačala, a prva i druga dioda spojene su jedna nasuprot druge, dok su mikrovalni VCO, usmjereni sprežnik, mikrovalni Miješalica, prvi djelitelj frekvencije, frekvencijsko-fazni detektor, operacijsko pojačalo. i niskopropusni filtar formiraju fazno zaključanu petlju (PLL) pod uvjetom: T M -τ m >τ PLL, gdje je T M period oscilacije multivibratora na čekanju, τ m je trajanje impulsa multivibratora na čekanju, τ PLL je vrijeme za uspostavljanje sinkronizacije u fazno zaključanoj petlji.

Slični patenti:

Izum se odnosi na komunikacijsku tehnologiju. Tehnički rezultat sastoji se u sveobuhvatnom poboljšanju glavnih parametara sinkronizacijskog sustava, a to su: povećanje otpornosti na buku, poboljšanje svojstava filtriranja sustava, proširenje opsega prikupljanja i održavanje sinkronog načina rada, smanjenje vremena za ulazak u sinkroni rad način rada, osiguravajući nultu statičku faznu pogrešku i osiguravajući ispravan rad uređaja u prisutnosti promjena i fluktuacija u amplitudi ulaznog signala ili promjenama koeficijenta prijenosa faznih detektora.

Izum se odnosi na odabir frekvencije i filtriranje radio signala. Tehnički rezultat sastoji se u osiguravanju prilagodbe uređaja za odabir radio signala uvjetima smetnji, kao i mogućnosti upravljanja njihovom potrošnjom energije.

Sintetizator frekvencije s promijenjenim stazama redukcije frekvencije odnosi se na radiotehniku ​​i može se koristiti za formiranje mreže stabilnih frekvencija s jednolikim korakom u prijamnim uređajima s povećanom otpornošću na buku, kao iu primopredajnim uređajima s brzim podešavanjem radnih frekvencija.

Predložena metoda odnosi se na komunikacijsku tehnologiju i na načine rada jedinica za sinkronizaciju (BS) koje sadrže upravljane oscilatore (CG), točnije na metode za generiranje visoko stabilnog izlaznog signala BS CG u modu čekanja.

Izum se odnosi na elektroničku opremu, odnosno na sintetizatore frekvencijske mreže (GSS) koji se temelje na impulsnoj fazno zaključanoj petlji (PLL) s frakcijskom kompenzacijom šuma, a može se koristiti pri korištenju shema koje se temelje na modulaciji amplitude ili širine impulsa kompenzacijske struje.

Izum se odnosi na područje radiotehnike i automatizacije, na sustave za automatsko podešavanje frekvencije zračenja kontinuiranih plinskih lasera s poboljšanim stabilizacijskim karakteristikama i može se koristiti u svemirskoj tehnologiji, posebno za mjerenje "ljubičastog pomaka" frekvencije laserskog zračenja u gravitacijskom polju Zemlje.

Izum se odnosi na elektroničku računalnu tehnologiju i radiotehniku. Tehnički rezultat je povećanje brzine i mogućnosti generiranja višefrekventnih frekvencijski moduliranih signala. Digitalni računalni sintetizator frekvencijski moduliranih signala sadrži: referentni generator, jedinicu za oblikovanje i kašnjenje, tri memorijska registra, četiri digitalna pogona, djelitelj s promjenjivim omjerom dijeljenja, dva funkcionalna pretvarača koda x - sin x, dva inverzna filtra sin x/x, komutator, dva digitalno-analogna pretvarača. Digitalni ulazi FM DAC signala su ulazi prvog, drugog i trećeg memorijskog registra, a njegovi analogni izlazi su izlazi prvog i drugog DAC-a. 2 ilustr.

Izum se odnosi na područje radiotehnike. Tehnički rezultat je proširenje pojasa zahvata promjenom simetričnog oblika diskriminirajuće karakteristike predznačenog logičkog faznog diskriminatora u asimetrični, te s povećanjem područja pozitivnog ili negativnog predznaka diskriminatorne karakteristike, povećava se odgovarajući jednostrani pojas zahvata za početna detuninga frekvencije odgovarajućeg predznaka. Metoda povećanja propusnog opsega zahvata sustava s fazno zaključanom petljom s navedenim diskriminatorom karakterizirana je određivanjem predznaka razlike između ulaznih i izlaznih oscilacija koje generira upravljani generator, generirajući upravljačke napone s predznakom koji odgovara predznaku fazne razlike, koje se kombiniraju u jedan signal koji kontrolira frekvenciju kontroliranog generatora. 2 n.p. f-ly, 7 ilustr.

Metoda fazno zaključane petlje omogućuje sinkronizaciju iz jednofaznog izvora signala s šumom. Tehnički rezultat sastoji se u poboljšanju praktične brzine sinkronizacije na jednu ili dvije periode signala sinkronizirane frekvencije, filtriranje smetnji u generiranim signalima sinkronizirane faze i frekvencije. Sustav uključuje blokove faznog filtriranja prvog reda, band-stop filter drugog reda, niskofrekventno filtriranje prvog reda, integracijski blok, blok množenja, blok za izračun koeficijenata digitalnog filtera i četverokvadrantni arktangent . Korištenje diskretnih metoda za fizičku implementaciju metode korištenjem mikroprocesora omogućuje usporedne operacije i izračune nelinearnih funkcija s prihvatljivom točnošću i računalnim resursima. Filtri su implementirani s promjenjivim koeficijentima i imaju prvi i drugi red. Zbog relativno niske osjetljivosti faznog filtra na promjene frekvencije, moguće je brzo izdvojiti referentnu fazu iz originalnog signala. Korištenje diskretnog integratora s povratnom vezom o integracijskom koeficijentu omogućuje da signal sinkronizirane frekvencije brzo dosegne stabilno stanje. Korištenje diskretnog filtra s promjenjivim koeficijentima i uzimajući u obzir fazni prijelaz kroz granične vrijednosti omogućuje učinkovito filtriranje sinkronizirane faze bez pomicanja u odnosu na fazu osnovnog harmonika izvornog signala. Ova metoda vam omogućuje da na svojoj osnovi izgradite upravljačke sustave temeljene na harmoničkim komponentama u jednofaznim i višefaznim sustavima i simetričnim komponentama u višefaznim sustavima. Glavna primjena ove metode je u upravljanju opremom pretvarača; također se može koristiti za brzu sinkronizaciju u komunikacijama i drugim primjenama s visokim zahtjevima performansi za podešavanje osnovne frekvencije i izolaciju referentne faze. 1 bolestan.

Izum se odnosi na područje radiotehnike i može se koristiti u organizaciji komunikacijskih sustava s povećanim brojem kanala, kao iu mjernoj tehnici, gdje je potrebno podešavanje frekvencije s malim koracima. Osnova izuma je zadaća dobivanja mikrovalnih oscilacija s malim korakom frekvencijske mreže, niskom razinom faznog šuma i kratkim vremenom ugađanja frekvencije. Da biste to učinili, frekvencija referentnog oscilatora, koja postavlja frekvenciju usporedbe u faznom detektoru sintetizatora neizravnog tipa, odabrana je u ultrakratkom valnom pojasu. U ovom slučaju, frekvencija vrlo stabilnog referentnog oscilatora prvo se pomakne za određeni mali iznos, čime se postavlja mali korak frekvencijske mreže. U tu svrhu se na radiofrekvencijski ulaz kvadraturnog modulatora dovodi signal referentnog oscilatora, moduliran niskofrekventnim kvadraturnim signalima iste frekvencije i amplitude, ali s faznim pomakom od 90°. Tada se usporedna frekvencija razlikuje od frekvencije referentnog oscilatora za vrijednost frekvencije tih niskofrekventnih signala. Frekvencijski transformirani signal s izlaza kvadraturnog modulatora dovodi se na prvi ulaz frekvencijsko-faznog detektora. Frekvencija naponski upravljanog mikrovalnog generatora dijeli se djeliteljem s promjenjivim koeficijentom i dovodi na drugi ulaz frekvencijsko-faznog detektora. Korištenjem niskopropusnog filtra, referentni produkti izmjenične struje su potisnuti, a istosmjerni signal se dovodi na ulaz mikrovalnog oscilatora kontroliranog naponom. Ova metoda omogućuje formiranje mikrovalnih oscilacija u koracima od nekoliko kiloherca, bez povećanja vremena ugađanja sintetizatora, bez povećanja razine faznog šuma i održavanja stabilnosti frekvencije sintetizatora, određene stabilnošću referentne frekvencije oscilatora, koja , na primjer, doseže 10-7-10-8.

Izum se odnosi na radioelektroniku, posebno na sintetizatore frekvencija temeljene na fazno zaključanoj petlji (PLL). Tehnički rezultat sastoji se u smanjenju razine faznog šuma i lažnih diskretnih komponenti u spektru izlaznog signala, što zauzvrat poboljšava kvalitetu izlaznog signala, uz zadržavanje visoke frekvencijske rezolucije i širokog pojasa ugađanja. Frekvencijski sintetizator sadrži serijski spojeni multiplikator frekvencije ulaznog signala, djelitelj s fiksnim koeficijentom dijeljenja, prvi mikrosklop za izravnu digitalnu sintezu, fazno-frekvencijski detektor, prvi niskopropusni filtar, naponski upravljani generator, negativnu povratnu spregu krug koji uključuje serijski spojeni mikser, jedan od ulaza koji je spojen na izlaz generatora upravljanog naponom, a drugi ulaz je spojen na izlaz množitelja frekvencije ulaznog signala, drugi niskopropusni filtar i drugi mikrosklop za izravnu digitalnu sintezu, čiji je izlaz spojen na ulaz fazno-frekvencijskog detektora, i upravljački uređaj, čiji su izlazi spojeni na ulaze prvog i drugog, je čip za izravnu digitalnu sintezu. Izum smanjuje razinu faznog šuma i diskretnih komponenti u spektru izlaznog signala, što zauzvrat poboljšava kvalitetu izlaznog signala uz zadržavanje visoke frekvencijske rezolucije i širokog pojasa ugađanja. 1 bolestan.

Izum se odnosi na radiotehniku. Tehnički rezultat izuma je povećanje brzine i mogućnosti rada s referentnim signalom bilo kojeg radnog ciklusa, čije je razdoblje višestruko razdoblje sata, kao i mogućnost podešavanja frekvencije sata duž rubova. primljenih podataka. Metoda prilagodbe frekvencije kod koje se tijekom trajanja impulsa na izlazima faznog detektora (PD) generiraju signali pozitivnog i negativnog polariteta koji se zatim zbrajaju, filtriraju, a dobiveni signal kontrolira frekvenciju generatora. , prednji dio impulsa na prvom izlazu je duž ruba referentnog signala, a njegov rez - za bilo kakvo prebacivanje satova. Ako se rub referentnog signala pojavi kasnije od ruba ciklusa takta, tada se također generira signal na drugom izlazu PD-a s trajanjem pauze takta. FD sadrži tri 2-I elementa, tri D-flip-flopa i logički sklop za povezivanje 3 signala. 2 n. i 7 plaća f-ly, 11 ilustr.

Izum se odnosi na radar i sonar. Tehnički rezultat je osigurati potiskivanje bočnih snopova za P3 kod neparne duljine. U tu svrhu uređaj za potiskivanje bočnih snopova tijekom kompresije impulsa polifaznih P3 kodova sadrži modificirani Woo filtar za P3 kod neparne duljine N spojen na ulazu i generator digitalnog korekcijskog signala iz serijski spojenog pretvarača koda u kompleksni konjugirani kod i digitalni filtar s konačnim impulsnim odzivom reda FIR filtar N+1 s (N+2) koeficijentima -1.1, 0,…0, -1.1, izlaz zbrajala spojen na prvi ulaz, kašnjenje linija u trajanju jednog elementa koda i dvoulazni oduzimač, gdje je izlaz Woo filtra spojen na ulaznu liniju kašnjenja i na prvi ulaz oduzimača, izlaz je povezan na drugi ulaz zbrajala, a drugi ulaz oduzimača spojen je na izlaz linije kašnjenja, prvi koeficijent odziva impulsa modificiranog filtra Woo jednak je 1 - exp(iπ/N), gdje je i (N+2) -dimenzionalni vektor koeficijenata filtera digitalnog korekcijskog oblikača signala je redom jednak -1.1, 0.0,…0, -1.1. 2 ilustr.

Predloženi uređaji odnose se na radarske i sonarne sustave s kompresijom impulsa višefaznih kodova. Tehnički rezultat sastoji se u poboljšanju kvalitete kompresije signala; bočni snopovi koji nastaju tijekom procesa kompresije su potisnuti, što osigurava povećanje broja višefaznih kodova duljine N, za sve vrijednosti vremenskih pomaka (uzorci), isključujući dva ±N, u kojima je relativna razina bočnih snopova u rasponu od -20 logN -6 do -20 logN -8 dB zbog upotrebe simetrično skraćenih kodova formiranih sekvencijalnim uklanjanjem jednakog broja prvog i zadnjeg simboli kodova veće duljine. U ovom slučaju širina glavnog režnja na razini -6 dB je 2τ, na razini PSL je u rasponu od 3÷4τ, a gubitak signal/šum na izlazu uređaja je -1,7 dB. Uređaj za potiskivanje bočnih snopova tijekom kompresije impulsa simetrično skraćenih polifaznih kodova duljine N sadrži prvi digitalni filtar s FIR reda N-1 spojen na ulazu i generator digitalnog korekcijskog signala koji se sastoji od serijski spojenog pretvarača koda u kompleksni konjugirani kod i drugi digitalni filtar s konačnim impulsnim odzivom reda N+1, čiji je izlaz spojen na prvi ulaz zbrajala, a izlaz prvog digitalnog filtra povezan je na liniju kašnjenja u trajanju od jednog kodnog elementa i na prvi ulaz oduzimača, čiji je drugi ulaz spojen na izlaz linije kašnjenja, a izlaz na drugi ulaz zbrajala. 3 n.p. f-li, 4 ilustr.

Ova skupina izuma odnosi se na uređaje za pohranu i može se koristiti za kontrolu vremena za pisanje na uređaje za pohranu u nekoordiniranoj arhitekturi. Tehnički rezultat je kompenzacija promjena u kašnjenju distribucijske mreže stvarnog signala sata. Uređaj sadrži prijemni krug i prstenasti oscilatorski krug. Krug prijamnika uključuje put podataka i distribucijsku mrežu sata u nekoordiniranoj konfiguraciji. Krug prstenastog oscilatora uključuje repliku distribucijske mreže sata koja je u skladu sa stvarnom mrežom distribucije sata. 3 n. i 17 plaća f-ly, 10 ilustr.

Generator vremenske skale odnosi se na uređaje koji sinkroniziraju signale po frekvenciji, faznom pomaku i vremenskoj skali. Tehnički rezultat je povećanje točnosti sinkronizacije vremenske skale. Generator vremenske skale sadrži: prijemni blok vremenske skale, interni generator kvantne sekvence, razdjelnik, blok prijenosa vremenske skale, formirač zaštitnog intervala, selektor vremena, blok promjenjivih linija kašnjenja, blok komparatora i linearno generator promjenjivog napona. 5 ilustr., 1 tab.

Izum se odnosi na radiotehniku ​​i može se koristiti u odašiljačkim i prijamnim uređajima u mikrovalnom frekvencijskom području. Tehnički rezultat je povećanje stabilnog rada pri podešavanju frekvencije ulaznog mikrovalnog signala. Mikrovalni sintetizator frekvencije sadrži naponski kontrolirani mikrovalni generator, usmjereni spojnik, mikrovalni mikser, izvor ulaznog mikrovalnog signala, prvi djelitelj frekvencije s promjenjivim koeficijentom dijeljenja, detektor faze frekvencije, drugi djelitelj frekvencije s promjenjivi koeficijent dijeljenja, referentni izvor signala, niskopropusni filtar, fazni komparator, multivibrator na čekanju, dvije diode i operacijsko pojačalo. 4 ilustr.

Frekvencijska sinteza: trenutna rješenja i novi trendovi

Glavne karakteristike

Frekvencijski sintetizatori su ključni element gotovo svakog komunikacijskog, mjernog i upravljačkog sustava. Dolje su navedeni glavni zahtjevi za projektiranje novih generacija sintetizatora mikrovalne frekvencije.

Frekvencijski raspon i rezolucija . Fiksni ili relativno uskopojasni (10-20%) signal može biti dovoljan u mnogim primjenama. Međutim, moderni digitalni širokopojasni sustavi zahtijevaju mnogo širu frekvencijsku pokrivenost, koja se proteže kroz nekoliko oktava. Široki frekvencijski pojas i visoka razlučivost (1 Hz i niže) sastavni su zahtjev za mjerne instrumente - laboratorijske generatore frekvencija, analizatore spektra itd. Čini se primjerenim razviti univerzalno rješenje širokog raspona koje se može koristiti u mnogim primjenama.

Izlazna snaga. Potrebna razina izlazne snage može uvelike varirati ovisno o specifičnoj primjeni. Tipičan scenarij je korištenje sintesajzera kao referentnog izvora miksera u raznim sustavima za pretvorbu frekvencije. Tipično, 10...17 dBm je prihvatljiva razina, iako neki krugovi zahtijevaju veću snagu.

Neharmonijska distorzija. Neharmonijske spektralne komponente ( ostruge) – neželjeni frekvencijski proizvodi koje stvara sintesajzer na pojedinačnim diskretnim frekvencijama. Položaj i razina ovih komponenti određeni su konstrukcijskom arhitekturom i frekvencijskim planom pojedinog sintesajzera. U mikrovalnim komunikacijskim sustavima, neharmonijska distorzija može ograničiti sposobnost prijamnog uređaja da izolira i dalje obradi primljeni signal. Dakle, razina neharmoničnih spektralnih komponenti sintisajzera je minimizirana i, u pravilu, ne prelazi -60 dBn u odnosu na razinu glavnog signala, iako u nekim slučajevima treba smanjiti na -80 dBn i niže . To zahtijeva određene napore u dizajnu sintetizatora frekvencije i obično je kompromis između ostalih parametara, posebice razine faznog šuma, frekvencijske rezolucije i brzine ugađanja.

Fazni šum i stabilnost - jedan od glavnih parametara koji u konačnici ograničava osjetljivost prijamnih sustava. Stabilnost sintisajzera i fazni šum određeni su referentnim signalom ( referenca), kao i specifična arhitektura sintesajzera. Sintesajzeri temeljeni na upotrebi fazno zaključane petlje (PLL) također ovise o korištenom podesivom oscilatoru, čiji šum može biti niži od efektivnog šuma referentnog signala pri velikim odmacima od osnovne frekvencije. Dobar primjer je YIG generator ( YIGoscilator), čija razina buke može doseći -120 ... -130 dBc / Hz (s detuningom od 100 kHz) u frekvencijskom rasponu od 2 do 10 GHz i više.

Brzina prilagodbe određuje koliko brzo se sintesajzer može ugoditi s jedne frekvencije na drugu. Vrijeme potrebno za ugađanje je kritični parametar, jer se obično ne može koristiti za obradu signala. Nove generacije komunikacijskih sustava zahtijevaju sve veće brzine prebacivanja kako bi se povećala efektivna propusnost. Čak i tradicionalno "spori" mjerni instrumenti zahtijevaju povećanje brzine ugađanja. Tipičan primjer je novi vektorski mrežni analizator koji sadrži četiri nezavisna brza frekvencijska sintetizatora. Dakle, dizajneri sintesajzera frekvencije moraju uzeti u obzir ovaj trend; potrebne brzine ugađanja su u rasponu mikrosekundi.

Potrošnja energije i dimenzije. Moderna oprema postaje sve manja i troši manje energije. Novi dizajn mora koristiti čipove s visokim stupnjem integracije i niskom potrošnjom energije. Također, trebali biste prestati koristiti glomazne i energetski intenzivne YIG generatore i filtere.

Posebni zahtjevi

Suvremeni mikrovalni frekvencijski sintetizatori zahtijevaju stalno poboljšanje tehničkih karakteristika, proširenje funkcionalnosti, smanjenje veličine, potrošnje energije i konačnog troška. Međutim, poseban zahtjev je povećanje brzine ugađanja, što je diktirano stalnim povećanjem propusne moći suvremenih mikrovalnih sustava. Dok tradicionalni instrumentacijski i komunikacijski sustavi još uvijek rade u području milisekundi, novi sustavi zahtijevaju mikrosekundne brzine prebacivanja uz zadržavanje bitnih karakteristika (fazni šum, neharmonijska izobličenja), što očito predstavlja ozbiljne tehničke izazove. Drugi problem je što smanjenje konačnog troška, ​​iako je prilično „standardni“ zahtjev, također oštro sužava izbor potrebnih tehničkih rješenja.

Ovi posebni zahtjevi - mikrosekundni raspon brzine ugađanja (zajedno s niskim šumom i izobličenjem!) i niska cijena - vjerojatno će biti ključni parametri u razvoju novih generacija frekvencijskih sintetizatora.

Arhitektonska rješenja

U nastavku raspravljamo o različitim arhitekturama i značajkama dizajna frekvencijskih sintesajzera. Posebna pozornost posvećena je tehničkim rješenjima usmjerenim na povećanje brzine ugađanja, kao i smanjenje troškova sintisajzera.

Analogni sintisajzeri. Glavna funkcija svakog sintesajzera je pretvaranje referentnog signala ( referenca) na potreban broj izlaznih signala. Analogni sintisajzeri ( DirektnoAnalogSintisajzeri) provode se miješanjem pojedinačnih osnovnih frekvencija s njihovim naknadnim filtriranjem, kao što je prikazano na sl. 1. Osnovne frekvencije mogu se dobiti na temelju niskofrekventnih (kvarc, surfaktant) ili visokofrekventnih (dielektrik, safir, valovod, keramički rezonatori) oscilatora putem množenja, dijeljenja ili fazno zaključane petlje.

Glavni nedostatak ove topologije je ograničeni raspon i frekvencijska rezolucija. U našem primjeru (slika 1), ne generira se više od osamnaest izlaznih frekvencija (čak i korištenjem obje bočne trake miksera). Broj generiranih signala može se povećati uvođenjem više osnovnih frekvencija i/ili stupnjeva miješanja, kao što je prikazano na sl. 2. Međutim, to dovodi do brzog povećanja broja korištenih komponenti i, posljedično, do složenosti sustava.

Učinkovito rješenje je korištenje digitalnih ( DDS) sintesajzer (Sl. 3) za povećanje minimalnog frekvencijskog koraka potrebnog od analognog dijela.

Drugi ozbiljan problem je veliki broj neželjenih proizvoda pretvorbe u fazama miješanja, koji se moraju pažljivo filtrirati; Posebnu pozornost treba posvetiti osiguravanju potrebne izolacije preklopnih filtara. Iako je poznat velik broj različitih dizajna miksera i filtara, svi oni obično zahtijevaju intenzivnu upotrebu hardvera (tj. komponenti) kako bi se postigla mala veličina koraka i široko frekvencijsko pokrivanje. Stoga, iako ovaj pristup nudi iznimno veliku brzinu ugađanja i nizak šum, njegova je uporaba ograničena zbog prilično visokih troškova.

Digitalni sintisajzeri. Za razliku od tradicionalnih rješenja, digitalni sintesajzeri ( DDS–izravni digitalni sintesajzer) koristiti digitalnu obradu za konstruiranje željenog izlaznog valnog oblika iz baznog (taktnog) signala. Pomoću faznog akumulatora najprije se stvara digitalni prikaz signala (slika 4), a zatim se pomoću digitalno-analognog pretvarača (DAC - DAC). Brzina generiranja digitalnog signala uglavnom je ograničena digitalnim sučeljem i prilično je visoka, usporediva s analognim sklopovima. Digitalni sintesajzeri također daju prilično nizak fazni šum, čak pokazujući smanjenje šuma korištenog signala takta. S ove točke gledišta, digitalni sintesajzer funkcionira kao obični djelitelj frekvencije. Međutim, glavna prednost digitalnog sintesajzera je njegova iznimno visoka frekvencijska rezolucija (ispod 1 Hz), određena duljinom fazne baterije.

Glavni nedostaci su ograničeni frekvencijski raspon i velika izobličenja signala. Dok donja granica radnog frekvencijskog raspona digitalnog sintesajzera zapravo leži u istosmjernom području, njegova gornja granica, u skladu s Nyquistovim kriterijem, ne može prijeći polovicu frekvencije takta. Osim toga, rekonstrukcija izlaznog signala zahtijeva upotrebu niskopropusnog filtra, ograničavajući raspon izlaznog signala na približno 40% frekvencije takta.

Drugi ozbiljan problem je visok sadržaj nepoželjnih spektralnih proizvoda ( ostruge) zbog grešaka u kvantizaciji i DAC pretvorbi. S ove točke gledišta, digitalni sintesajzer ponaša se kao frekvencijski mikser, generirajući diskretne proizvode na kombiniranim frekvencijama. Iako se mjesto frekvencije ovih proizvoda može lako izračunati, njihova amplituda je mnogo manje predvidljiva. Tipično, proizvodi nižeg reda imaju najveću amplitudu, međutim, produkti prilično visokog reda moraju se uzeti u obzir pri dizajniranju frekvencijskog plana određenog sintesajzera. Amplituda također raste s povećanjem frekvencije takta, što je dodatno ograničenje raspona generiranih frekvencija. Praktične vrijednosti gornje granice raspona su u području od nekoliko desetaka do nekoliko stotina MHz na razini diskretnih spektralnih proizvoda -50...-60 dBc. Očito, izravno množenje izlaznog signala sintetizatora frekvencije ne može se ostvariti zbog daljnje degradacije spektralnog sastava.

Postoji veliki broj hardverskih i softverskih rješenja usmjerenih na poboljšanje spektralnog sastava digitalnog sintesajzera. Hardverske metode obično se temelje na pomicanju signala digitalnog sintesajzera po frekvenciji i zatim njegovom dijeljenju, kao što je prikazano na sl. 5. Ova metoda učinkovito smanjuje neželjeni spektralni produkt od 20 dB/oktavi svojstven procesu frekvencijske podjele. Nažalost, ovo također smanjuje propusnost generiranog signala, što zahtijeva povećanje broja osnovnih frekvencija i filtara koji se koriste (slika 6) slično analognim sklopovima.

Softverske metode imaju za cilj optimizirati frekvencijski plan sintesajzera, na temelju činjenice da je lokacija diskretnih proizvoda digitalnog sintesajzera funkcija njegovog izlaznog signala i taktne frekvencije (slično frekvencijskim mikserima). Stoga, za danu izlaznu frekvenciju, diskretni umnožak može biti frekvencijski pomaknut (a time i filtriran) promjenom taktne frekvencije digitalnog sintesajzera. Ova se tehnika može posebno učinkovito koristiti u PLL sustavima koji omogućuju generiranje takta kao i uskopojasno filtriranje izlaznog signala. Treba napomenuti da softverska metoda djeluje prilično učinkovito u suzbijanju proizvoda relativno male narudžbe. Nažalost, gustoća diskretnih spektralnih proizvoda obično raste proporcionalno njihovom poretku, što ograničava praktičnu upotrebu ove metode na razinu od -70...-80 dBn.

Stoga, zbog ograničenog frekvencijskog raspona i visokog sadržaja neželjenih spektralnih proizvoda, digitalni sintesajzeri se rijetko koriste za izravno generiranje mikrovalnog signala. U isto vrijeme, naširoko se koriste u složenijim analognim i PLL sustavima za pružanje visoke frekvencijske rezolucije.

PLL sintisajzeri

Sintesajzeri temeljeni na korištenju fazno zaključanih petlji, u pravilu, imaju mnogo manju veličinu i razinu složenosti u usporedbi s analognim sklopovima -. Stoga tipični PLL sintetizator s jednom petljom uključuje podesivi naponski kontrolirani oscilator (VCO - VCO), čiji se signal, nakon potrebne (programabilne) frekvencijske podjele, isporučuje na ulaz faznog detektora, kao što je prikazano na sl. 7.

Drugi ulaz faznog detektora spojen je na izvor referentnog signala ( referenca), čija je frekvencija jednaka potrebnom frekvencijskom koraku. Detektor faze uspoređuje signale na oba ulaza i generira signal greške, koji nakon filtriranja i pojačanja (ako je potrebno) podešava VCO frekvenciju na ƒ=F REF × N, gdje je F REF frekvencija referentnog signala na ulaz detektora faze.

Glavna prednost PLL sklopova je čišći spektar izlaznog signala, zbog učinkovite upotrebe niskopropusnog filtra (LPF - LPF), i puno nižu razinu složenosti u usporedbi s analognim sintesajzerima. Glavni nedostatak je dulje vrijeme ugađanja (obrnuto proporcionalno širini pojasa PLL filtra i stoga frekvencijskom koraku) i značajno veći fazni šum u usporedbi s analognim sklopovima. Fazni šum sintesajzera unutar propusnog opsega PLL filtra je λ = λ P.D.+ 20 log N, gdje je λ PD ukupna razina faznog šuma referentnog signala, faznog detektora, djelitelja frekvencije, filtra i pojačala povratne veze, preračunata na ulaz faznog detektora (slika 8). Dakle, fazni šum ovisi o omjeru dijeljenja frekvencijskog razdjelnika, koji može biti prilično velik da bi se osigurala potrebna frekvencijska rezolucija. Dakle, da bi se dobio signal na frekvenciji od 10 GHz s rezolucijom od 1 MHz, faktor dijeljenja mora biti jednak 10000, što odgovara povećanju faznog šuma od 80 dB. Osim toga, programabilni razdjelnici se koriste na relativno niskim frekvencijama, što zahtijeva uvođenje dodatnog visokofrekventnog razdjelnika s fiksnim omjerom dijeljenja (predmjernik). To dovodi do povećanja ukupnog omjera dijeljenja povratne sprege i, kao posljedicu, daljnje degradacije faznog šuma. Očito, tako jednostavan sklop ne dopušta korištenje mogućnosti buke modernih niskošumnih generatora referentnih signala. Osim toga, harmonijske komponente referentnog signala u izlaznom spektru sintesajzera obično su također proporcionalne omjeru povratne veze. Kao rezultat toga, PLL sklopovi s jednom petljom nalaze ograničenu upotrebu, naime, u sustavima koji ne postavljaju visoke zahtjeve na kvalitetu generiranog signala.

Osnovne karakteristike sintesajzera mogu se značajno poboljšati uvođenjem frekvencijske pretvorbe (miksera) u krug povratne veze kao što je prikazano na sl. 9. U ovom slučaju, VCO signal se prenosi prema dolje u frekvenciji, što omogućuje značajno smanjenje omjera dijeljenja povratnog kruga. Referentni signal miksera generira se korištenjem dodatnog PLL-a (petlje s više petlji) ili množitelja frekvencije. Lijepo rješenje je koristiti harmonijski mikser, koji koristi višestruke harmonike referentnog signala koje generira ugrađena dioda. Korištenje harmonijskog miksera omogućuje dramatično pojednostavljenje dizajna sintesajzera. Istodobno, treba napomenuti da je ova vrsta miksera izuzetno osjetljiva na parametre pojedinih elemenata kruga, čija je optimizacija daleko od trivijalnog zadatka.

Ovisno o specifičnim zahtjevima za fazni šum i frekvencijsku rezoluciju, moguće je uvesti veći broj stupnjeva miješanja, što, međutim, dovodi do složenijeg dizajna sintesajzera. Još jedan problem svojstven sklopovima koji se temelje na pretvorbi frekvencije je zaključavanje lažne frekvencije (na primjer, kada se koristi zrcalni kanal miksera). To zahtijeva prilično precizno prethodno ugađanje VCO frekvencije, na primjer korištenjem digitalno-analognog pretvarača (DAC). To pak zahtijeva izuzetno visoku linearnost (i ponovljivost) karakteristike podešavanja frekvencije VCO-a u rasponu radne temperature, kao i točnu kalibraciju ove karakteristike za kompenzaciju njenog temperaturnog pomaka. Osim toga, digitalno-analogni pretvarači obično imaju visoku razinu buke, što izravno utječe na karakteristike buke sintesajzera i zahtijeva uklanjanje DAC-a iz PLL petlje nakon preliminarnog ugađanja na potrebnu frekvenciju.

Drugi način smanjenja ukupnog koeficijenta dijeljenja temelji se na korištenju frakcijskih koeficijenata dijeljenja, što se postiže dijeljenjem frekvencije s N+1 svaki M razdoblja signala i dijeljenje po N tijekom preostalog vremenskog razdoblja. U ovom slučaju, prosječni koeficijent dijeljenja je jednak (N+1)/ M, Gdje N I M- cijeli brojevi. Za zadanu veličinu frekvencijskog koraka, sklopovi s razlomljenim dijeljenjem dopuštaju korištenje veće usporedne frekvencije na ulazu faznog detektora, što dovodi do smanjenja faznog šuma i povećanja brzine ugađanja sintesajzera. Glavni nedostatak tehnike frakcijskog dijeljenja je povećani sadržaj neharmoničnih spektralnih komponenti zbog faznih pogrešaka svojstvenih mehanizmu frakcijskog dijeljenja.

Vrlo učinkovito rješenje je korištenje digitalnog sintesajzera o kojem smo govorili gore ( DDS), koji je u biti također frakcijski djelitelj frekvencije. Digitalni sintesajzer može se koristiti kao izvor referentnog signala ili frakcijski djelitelj frekvencije, kao što je prikazano na slici. 10, odnosno 11. Posebnu pozornost treba obratiti na spektralni sastav izlaznog signala digitalnog sintesajzera, koji degradira za 20 dB/oktavi zbog prisutnosti razdjelnika frekvencije u PLL petlji. S ove točke gledišta, konfiguracija prikazana na Sl. 10 čini se fleksibilnijom, budući da dopušta uvođenje faza miješanja o kojima se raspravljalo gore. Iako je dijagram prikazan na Sl. 11, i ne sadrži razdjelnik frekvencije, međutim, podložan je istom stupnju degradacije koji odgovara omjeru ulazne (sat) i izlazne frekvencije digitalnog sintesajzera.

Treba napomenuti da gore opisane metode za poboljšanje spektralnih karakteristika digitalnih sintesajzera učinkovito rade s PLL sklopovima koji imaju iznimno visoka svojstva filtriranja. I, iako uporaba digitalnog sintesajzera dovodi do određene komplikacije sklopa, ipak se čini da će cjelokupni dizajn imati dobre tehničke i troškovne karakteristike.

VCO odabir

Dizajn PLL sintesajzera uvelike je određen parametrima korištenog VCO. Povijesno gledano, razvijači sintesajzera prvenstveno su se oslanjali na YIG oscilatore, koje karakterizira širok raspon generiranih frekvencija i niski fazni šum. YIG oscilatori također pokazuju linearne (i ponovljive) karakteristike ugađanja, čineći početno ugađanje i zaključavanje frekvencije lakšim u PLL sustavima s više petlji. Ove jedinstvene značajke YIG oscilatora osigurale su dominaciju sintesajzera temeljenih na njima dugo vremena.

Međutim, velika potrošnja energije, veličina, visoka cijena i, posebno, niska brzina ugađanja svojstvena svakom YIG generatoru, unaprijed su odredili prijelaz na poluvodičke generatore. Trenutno su visokofrekventni (do 10 GHz i više) solid-state podesivi oscilatori dostupni u obliku jeftinih integriranih sklopova. Budući da su karakteristike šuma takvih oscilatora značajno lošije u usporedbi s YIG oscilatorima, dizajneri sintesajzera moraju se oslanjati uglavnom na svojstva šuma izvora referentnog signala. Trenutno komercijalni kristalni oscilatori pokazuju fazni šum u području od -160...-176 dBc/Hz na frekvenciji od 100 MHz s pomakom od 20...100 kHz. Ove vrijednosti odgovaraju -120...-136 dBc/Hz kada se pretvore u 10 GHz i istoj frekvenciji ugađanja, što je usporedivo, pa čak i bolje od karakteristika buke YIG generatora. Naravno, pretpostavlja se da karakteristike šuma pojedinih elemenata sintesajzera nemaju zamjetan utjecaj na proces pretvorbe referentnog signala. Iako ova pretpostavka zahtijeva nešto kreativnog inženjeringa, krajnji rezultat je jasan: sintisajzeri temeljeni na poluvodičkim oscilatorima potencijalno mogu postići izuzetno visoke brzine ugađanja zajedno s izvrsnim šumom i spektralnim performansama bez upotrebe skupih, glomaznih i energetski gladnih YIG oscilatora.

Budući razvoj

Analogni sintesajzer je današnja najnaprednija arhitektura, koja nudi iznimno veliku brzinu ugađanja i nizak fazni šum. Iako njegove troškovne karakteristike ne odgovaraju općem trendu smanjenja troškova, ipak, analogni sintesajzer može biti izvrsno rješenje u nekim primjenama gdje niska cijena nije dominantan faktor. Očekuje se određeno smanjenje troškova kako se radna frekvencija digitalnih sintesajzera povećava, što može pojednostaviti dizajn analognog sintesajzera.

Digitalni sintesajzeri imaju ogroman potencijal kao rezultat iznimno brzog razvoja GaAs, Si i SiGe tehnologija. Očekuje se da će se radna frekvencija i spektralne karakteristike digitalnih sintesajzera povećati, što će uvelike pomoći u projektiranju analognih i PLL sintesajzera.

Međutim, razvoj koji najviše obećava u bliskoj budućnosti, očito će biti povezan s PLL sintetizatorima koji se temelje na jeftinim integriranim krugovima oscilatora. Glavni napori bit će usmjereni na smanjenje intrinzične buke pojedinih elemenata sintesajzera kako bi se optimalna širina pojasa PLL filtra proširila na nekoliko MHz, gdje oscilatori čvrstog stanja postaju konkurentni u svojstvima šuma s YIG oscilatorima. To će omogućiti postizanje mikrosekundnog raspona brzine podešavanja frekvencije uz zadržavanje razine buke svojstvene YIG generatorima. Ove karakteristike, zajedno s niskom cijenom svojstvenom PLL sintetizatorima, vjerojatno će unaprijed odrediti njihovu dominaciju u budućim dizajnima.

Književnost:

1. J. Browne, “Frekvencijski sintesajzeri podešavaju komunikacijske sustave,” Microwaves&RF, ožujak 2006.
2. V. Kroupa, “Frequency Synthesis Theory, Design and Applications,” New York: Willey, 1973.
3. V. Manassewitsch, “Frequency Synthesizers Theory and Design,” Third Edition, New York: John Wiley & Sons, 1987.
4. U. Rohde, “Mikrovalni i bežični sintesajzeri: teorija i dizajn,” New York: John Wiley & Sons, 1997.
5. J. Klapper i J. Frankle, “Phased-Locked and Frequency Feedback Systems,” New York: Wiley, 1972.
6. “24 GHz mrežni analizator,” Rohde & Schwartz, Microwave Journal, listopad 2005.
7. Z. Galani i R. Campbell, “Pregled frekvencijskih sintetizatora za radare,” u IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques, sv. MTT-39, 1991., str. 782-789 (prikaz, ostalo).
8. V. Kroupa, “Direct Digital Frequency Synthesizers” New York: IEEE Press, 1999.
9. T. Endres, R. Hall i A. Lopez, “Metode dizajna i analize DDS-baziranog sintesajzera za vojne svemirske primjene” u IEEE International Frequency Control Symposium Proc., 1994., str. 625-632 (prikaz, ostalo).
10. W. Egan, "Frequency Synthesis by Phase Lock" New York: Wiley, 2000.
11. R. Best, “Petlje s faznim zaključavanjem - teorija, dizajn i primjene” New York: McGraw-Hill, 1984.
12. U. Rohde, “Digitalni PLL sintesajzeri: dizajn i primjena” NJ: Prentice Hall, 1983.
13. A. Blanchard, “Phase-Locked Loops” New York: Wiley, 1976.
14. F. Gardner, “Phaselock Techniques” Drugo izdanje, New York: Wiley, 1979.
15. Napomena o aplikaciji "Fractional-N Synthesizer", Synergy Microwave Corporation, http://www.synergymwave.com/> www.synergymwave.com.
16. “A High Frequency Reference Module” Valpey Fisher Corporation, Microwave Journal, travanj 2005.

o autoru

Alexander Chenakin diplomirao je na Kijevskom politehničkom institutu, kandidat tehničkih znanosti. Radio je na raznim inženjerskim i upravljačkim pozicijama te je vodio konzultantsku tvrtku koja istražuje napredne tehnologije u području generiranja mikrovalnog signala. Trenutno radi kao direktor Odjela za sintezu frekvencija u Phase Matrixu, San Jose, SAD, gdje nadzire razvoj novih generacija sintetizatora frekvencija za različite mjerne instrumente i sustave.

Nudimo proizvode najboljih proizvođača

PRIST nudi optimalna rješenja za probleme mjerenja.

Kod nas ne samo da možete kupiti osciloskop, napajanje, generator signala, analizator spektra, kalibrator, multimetar, strujna kliješta, već i ovjeriti mjerni instrument ili ga kalibrirati. Imamo direktne ugovore s najvećim svjetskim proizvođačima mjerne opreme, zahvaljujući tome možemo odabrati opremu koja će riješiti vaše probleme. S obzirom na veliko iskustvo, možemo preporučiti proizvode sljedećih marki.

Problem stabilnosti frekvencije u primopredajnim uređajima oduvijek je postojao. Na relativno niskim frekvencijama (do 100-150 MHz) to je riješeno pomoću kvarcnih rezonatora, na višim frekvencijama (400 MHz) - pomoću rezonatora na bazi površinskih akustičnih valova (SAW rezonatori); za stabilizaciju ultravisokih frekvencija, dielektrični rezonatori izrađeni od visoko- često se koriste kvalitetni materijali.keramika ili drugi visokoQ rezonatori. Opisane metode stabilizacije pomoću pasivnih komponenti imaju svoje prednosti - jednostavnost i relativno nisku cijenu izvedbe, ali im je glavni nedostatak nemogućnost značajnijeg podešavanja frekvencije bez promjene elementa za podešavanje frekvencije - rezonatora. Nemogućnost brzog elektroničkog podešavanja radne frekvencije uz održavanje njegove stabilnosti oštro ograničava upotrebu radio uređaja, ne dopuštajući, na primjer, implementaciju višekanalnog.

Integrirani sintetizatori frekvencija raznih stranih tvrtki, koji se danas široko koriste, omogućuju brzo elektroničko ugađanje radne frekvencije, uključujući ultravisoke frekvencije, uz zadržavanje visoke stabilnosti. Takvi sintetizatori frekvencija dolaze u izravnim i neizravnim tipovima. Prednosti izravne sinteze uključuju visoke performanse pri malom koraku frekvencijske mreže, ali zbog potrebe za filtriranjem velikog broja spektralnih komponenti uzrokovanih brojnim nelinearnim pretvorbama signala, uređaji za izravnu sintezu rijetko se koriste u mikrovalnim krugovima. Za sintetiziranje ultravisokih frekvencija obično se koriste neizravni sintetizatori ili sintetizatori s fazno zaključanom petljom (PLL). Postoje dvije glavne vrste integriranih sintisajzera s PLL-om - programabilni, u kojima se vrijednosti frekvencije postavljaju vanjskim mikrokontrolerom putem trožilne sabirnice, i neprogramabilni, gdje su koeficijenti dijeljenja unutarnjih razdjelnika frekvencije fiksni, a referentnu frekvenciju postavlja vanjski kvarcni rezonator. U jednostavnim mikrovalnim krugovima obično se koriste neprogramabilni integrirani sintisajzeri, na primjer, MC12179 tvrtke Motorola, čiji nedostaci uključuju potrebu za točnim odabirom kvarcnog rezonatora, što nije uvijek moguće. Programabilni sintesajzeri frekvencija, primjerice UMA1020M tvrtke Philips, nemaju taj nedostatak, a budući da moderni komunikacijski sustavi uvijek imaju upravljački mikrokontroler, programiranje takvog sintesajzera je tehnički jednostavno. Autogeneratori ultravisokog frekvencijskog područja koriste se u obliku funkcionalno cjelovitih modula izrađenih hibridnom tehnologijom.

Primjer primjene opisanih rješenja je jednostavan laboratorijski sintetizator ultravisokih frekvencija, koji omogućuje generiranje i stabilizaciju frekvencija u rasponu od 1900 – 2275 MHz s visokom točnošću, predložen u ovom članku.

Blok dijagram projektiranog sintesajzera prikazan je na sl. 1., izgled - na sl. 2. Kao što možete vidjeti njihove sklopove, sintesajzer se sastoji od naponski upravljanog oscilatora (VCO ili VCO) JTOS-2200 tvrtke Mini-Circuits JTOS-2200, integriranog frekvencijskog sintetizatora UMA-1020M i mikrokontrolera Z86E0208PSC tvrtke Zilog.

Mikrovalni signal koji generira VCO dovodi se do izlaza laboratorijskog sintesajzera i do ulaza glavnog programabilnog djelitelja frekvencije uključenog u sklop UMA-1020M.

Referentni signal koji generira kvarcni oscilator JCO-8 dovodi se do pomoćnog programabilnog djelitelja frekvencije, također uključenog u sklop UMA-1020M. Blok dijagram UMA-1020M prikazan je na sl. 3, detaljna tehnička dokumentacija za UMA-1020M može se pronaći na web stranici proizvođača http://www.philips.de/. Koeficijente oba razdjelnika - glavnog i pomoćnog - postavlja mikrokontroler Z86E0208PSC preko trožilne (DATA data, CLK sinkronizacija i dozvola za pisanje / ENABLE) sabirnice. Blok dijagram mikrokontrolera Z86E0208PSC prikazan je na sl. 4. Unutarnji ROM mikrokontrolera dovoljan je za programiranje sedam različitih vrijednosti frekvencije i jedan način testiranja. Određene vrijednosti frekvencije (ili način testiranja) postavljaju se skakačima na tiskanoj pločici laboratorijskog sintesajzera. Prije učitavanja sljedeće vrijednosti frekvencije u integrirani sintesajzer, mikrokontroler ispituje priključak spojen na kratkospojnike i, u skladu s primljenim podacima, odabire jedan ili drugi firmware. Nova vrijednost frekvencije postavlja se automatski kada se uključi ploča sintesajzera. Algoritam programiranja sintetizatora za mikrokontroler Z86E0208PSC prikazan je na slici. 5, dan je popis programa.

Više detalja o programiranju Zilog mikrokontrolera možete pročitati u, kompletna tehnička dokumentacija dostupna je na web stranici http://www.zilog.com/.

Posebna značajka korištenog JTOS-2200 VCO je raspon napona ugađanja: od 0,5 do 5 volti. To jest, ako je vrijednost podešenog napona manja od 0,5 V, proizvođač ne jamči stabilno stvaranje oscilacija. Provedeni pokusi pokazali su istinitost ove izjave.

Princip rada PLL-a, kao i metodologija izračuna filtra s povratnom spregom (Loop filter), dosta su naširoko i opetovano razmatrani u tehničkoj literaturi, pa se o njima ne govori u ovom članku. Postoji nekoliko besplatno dostupnih programa koji vam omogućuju izračunavanje parametara filtra povratne informacije i mogu se pronaći na internetu na http://www.analog.com/ ili na www.national.com.

Za praćenje ispravnog rada kruga sintisajzera, na ploči je instalirana LED dioda, čiji sjaj ukazuje na pogrešku u sintezi frekvencije. Kada sintesajzer radi ispravno, LED ne bi trebao svijetliti, ali ovu funkciju može softverski onemogućiti.

Trošak sastavljenog laboratorijskog sintesajzera ne prelazi 30 USD. Kako bi se smanjio trošak predloženog uređaja, mogu se predložiti dva načina: prvo, možete kombinirati kvarcni referentni oscilacijski izvor sintesajzera i mikrokontrolera, imajući na umu da je maksimalna taktna frekvencija Z86E0208PSC 8 MHz, dok je za UMA -1020M može biti unutar 5-40 MHz. Drugo, VCO se mogu razviti neovisno pomoću tranzistora ili integriranih krugova za pojačanje koristeći metodologiju danu u.

Popis korištene literature

1. Dielektrični rezonatori / M.E. Iljčenko, V.F. Vzyatyshev, L.G. Gassanov i sur.; ur. MI. Iljčenko. – M.: Radio i veze, 1989. – 328 str.: ilustr. – ISBN 5-256-00217-1.
2. Pestrjakov A.V. Integrirani sklopovi za uređaje za sintezu i stabilizaciju frekvencije // Chip News. – 1996. - br.2.
3. Lobov V., Steshenko V., Shakhtarin B. Digitalni sintisajzeri za izravnu frekvencijsku sintezu // Chip News. – 1997. - br.1.
4. Bežična poluvodička rješenja. Motorola. Podaci o uređaju – Vol.1. DL 110/D, Rev 9.
5. VCO Designer's Handbook 2001. VCO/HB-01. Mini-sklopovi.
6. Gladstein M.A. Mikrokontroleri obitelji Z86 tvrtke Zilog. Programerski vodič. - M.: DODEKA, 1999, 96 str.
7. Priručnik za napomene o aplikaciji Z8. Zilog. DB97Z8X0101.
8. Starikov O. PLL metoda i principi sintetiziranja visokofrekventnih signala//Chip News. – 2001. - br.6.
9. Dizajn mikrovalnog oscilatora. Napomena o aplikaciji A008// Hewlett-Packard Co. - broj objave 5968-3628E (6/99)
10. Shveshkeyev P. VCO dizajn za WLAN aplikacije u ISM pojasu od 2,4 do 2,5 GHz//Applied Microwave&Wireless. – 2000. - br.6. – Str.100-115.