Лабораторний синтезатор НВЧ. Схема, опис

Як випливає з § 1.10, принципово можна будувати систему ДКСЧ з використанням цифрового фазового автопідстроювання частоти в будь-якому діапазоні частот, у тому числі і на НВЧ. Відомі публікації про такі системи, правда лише дециметрового діапазону (наприклад, , ), відносяться до другої половини 60-х років. Що ж до діапазону СМВ, то відома лише одна стаття 1971 р., у якій описується цифровий синтезатор цього діапазону. Умовимося вважати, що синтезатори діапазону до 400 МГц відносяться до метрового діапазону хвиль, до якого вони ближчі не тільки тому, що захоплюють діапазон, лише трохи перевищує межу метрового, але й за принципами своєї побудови.

Оскільки ширина діапазону робочих частот найпростішого цифрового синтезатора неспроможна перевищувати максимальної швидкодії ДПКД, практично найпростіші системи ЦФАПЧ на НВЧ не застосовні. Вище зазначалося, що включення ДФКД перед ДПКД робить систему інерційнішою і погіршує шумові характеристики останньої. Дійсно, якщо максимальна швидкодія сучасних ДПКД становить приблизно 50 МГц, то для f 0 = 5 ГГц (середина сантиметрового діапазону) знадобиться ДФКД з коефіцієнтом поділу з = 100, тобто за інших рівних умов смуга кільця ЦФАПЧ з цього звужується в даному прикладі на два порядки.

Як було показано в § 1.10, система ЦФАПЧ з гетеродинуванням (рис. 1.12в), хоча і більш громіздка, але має електричні характеристики, що не поступаються найпростішою системі. Вона не обмежена швидкодією ДПКД і, отже, може бути використана у синтезаторах НВЧ. Однак застосування цієї системи на НВЧ має свої особливості. По-перше, оскільки ширина діапазону робочих частот П 0 = f 0 макс - f 0 хв на НВЧ практично завжди перевищує швидкодію ДПКД f ДП макс, гетеродинування має здійснюватися не однією частотою, а сіткою опорних частот f q (k) (як у старшій декаді багатодекадної системи ДКСЛ). По-друге, крок дискретності зазначеної сітки ? двох тригерів. Такий малий коефіцієнт розподілу ДФКД (с = 2 або с = 4), по-перше, помітно не погіршить електричні характеристики системи і, по-друге, у міру освоєння промисловістю більш швидкодіючих ДПКД спочатку ДФКД виродиться в один тригер (с = 2), а потім взагалі може бути виключений зі схеми.

Таким чином, типова для НВЧ структурна схема цифрового синтезатора може бути зображена так, як показано на рис. 3.1а. Для цієї системи

Спільне рішення (3.1) та (3.2) дає

Тоді з (3.3) та (3.4) коефіцієнт розподілу ДПКД

У другому розділі було визначено критерії [ф-ла (2.44)] вибору опорних частот, що зумовлюють відсутність неконтрольованих кільцем ФАПЧ побічних складових на виході синтезатора. Подивимося, як ці критерії виконуються у схемі рис. 3.1а. Так як

то, підставляючи (3.6) у (3.1), отримаємо

З (2.44) випливає, що необхідно виконати умову Якщо в останньому вираженні прийняти екстремальний випадок (нерівність замінити рівністю) і з урахуванням цього підставити (3.8) (3.7), то виявиться, що

Однак, як правило, у НВЧ системах П0 >> f ДП макс. Тому або коефіцієнт розподілу ДФКД потрібно вибирати досить великим, або умова (2.44) у системі рис. 3.1а може бути виконано лише у окремому випадку.

Тут було прийнято, що однак і можна дійти до тих же висновків.

Вище було показано негативний вплив ДФКД на параметри системи, особливо при великому с. Не можна розраховувати і на різке збільшення швидкодії ДПКД у найближчому майбутньому. Тому система рис. 3.1а може застосовуватися лише у вузькодіапазонному синтезаторі.

Оскільки виконання однієї з нерівностей (2.44) слід вважати обов'язковим, необхідно опорні частоти f" q транспонувати "вгору" або "вниз" за межі робочого діапазону синтезатора, а якщо синтезатор працює на змішувач приймача або передавача, то і за межі робочого діапазону несучих частот радіолінії При цьому, як очевидно, умови (2.44) необхідно доповнити ще однією нерівністю

Власники патенту UA 2580068:

Винахід відноситься до радіотехніки і може бути використане в приймальних пристроях НВЧ діапазону частот. Технічним результатом є підвищення стійкої роботи при перебудові частоти вхідного НВЧ сигналу. НВЧ синтезатор частот містить НВЧ генератор, керований напругою (ГУН), спрямований відгалужувач, НВЧ змішувач, джерело вхідного НВЧ сигналу, перший дільник частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, частотно-фазовий детектор, другий дільник частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, джерело опорного сигналу, фільтр нижніх частот, фазовий компаратор, мультивібратор, що чекає, два діода і операційний підсилювач. 4 іл.

Винахід відноситься до радіотехніки, а саме до широкодіапазонних НВЧ синтезаторів частот з попередньою, початковою, установкою частоти НВЧ генератора керованого напругою (ГУН), включеного в широкодіапазонну систему фазової автопідстроювання частоти (ФАПЧ) НВЧ синтезатора частот і може бути використане в пристроях НВЧ .

Відомі системи активного синтезу частот, в яких фільтрація коливань синтезованих частот здійснюється за допомогою активного фільтра у вигляді петлі фазового автопідстроювання частоти. При цьому частота сигналу перетворюється, наприклад, за допомогою поділу в низькочастотний діапазон, де відбувається її порівняння з частотою опорного генератора і виробляється напруга підстроювання НВЧ НВЧ генератора, керованого напругою (ГУН). Системи активного синтезу забезпечують більш високе пригнічення спектральних побічних складових і фазових шумів несучого коливання. Однак у цій схемі з допомогою високого коефіцієнта поділу частоти ГУН не можна досягти низького рівня шумів вихідного сигналу синтезатора.

Відомий НВЧ синтезатор частот, що реалізує принцип активного синтезу з петлею ФАПЧ, який обраний прототипом пропонованого винаходу . НВЧ синтезатор частот містить НВЧ ГУН, вихід якого з'єднаний через спрямований відгалужувач з виходом НВЧ синтезатора частот і з першим входом НВЧ змішувача, другий вхід якого з'єднаний з виходом джерела вхідного НВЧ сигналу з частотою f вх НВЧ, вихід НВЧ змішувача з'єднаний з входом першого дільника частоти (ДЧ) зі змінним коефіцієнтом розподілу n, вихід якого з'єднаний з першим входом частотно-фазового детектора (ЧФД), другий вхід частотно-фазового детектора з'єднаний з виходом другого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом розподілу m, вхід якого з'єднаний з джерелом опорного сигналу частоти f ОП, а вихід частотно-фазового детектора через фільтр нижніх частот (ФНЧ) з'єднаний з входом НВЧ ГУН. При цьому спрямований відгалужувач, змішувач, перший дільник частоти, ЧФД та ФНЧ утворюють петлю ФАПЛ.

Відомий НВЧ синтезатор частот забезпечує можливість досягнення низького рівня фазових шумів вихідного сигналу НВЧ синтезатора частот із частотою f СЧ за рахунок зменшення коефіцієнта поділу першого дільника частоти при використанні в якості вхідного НВЧ сигналу з частотою f вх НВЧ сигналу з низьким рівнем фазових шумів. Крім того, зменшення коефіцієнта поділу першого дільника частоти дозволяє збільшити коефіцієнт посилення петлі ФАПЛ. Так як у такій схемі частота вхідного НВЧ сигналу f вх НВЧ вибирається з умови f вх НВЧ >f СЧ, то для підтримки постійної величини коефіцієнта посилення петлі ФАПЧ НВЧ синтезатора частот необхідно компенсувати зміну коефіцієнта поділу першого дільника частоти зміною крутості перебудови частоти НВЧ ГУН для збереження смуги регулювання петлі ФАПЧ.

Однак якщо догляд частоти f ГУH НВЧ ГУН будуть більше 2 f ПЧ (де проміжна частота f ПЧ = f вх НВЧ -f ГУН), то в цьому НВЧ синтезаторі частот відбуватимуться зриви фазової синхронізації, що призведе до втрати працездатності синтезатора.

Крім того, відомий НВЧ синтезатор частот працює тільки у разі подачі на другий вхід НВЧ змішувача вхідного НВЧ сигналу з фіксованою частотою f вх НВЧ. При подачі на цей вхід НВЧ змішувача вхідного НВЧ сигналу зі змінюваною (перебудовується) частотою f вх НВЧ у смузі, більшою або рівною 2 f ПЧ, у НВЧ синтезаторі частот також можуть відбуватися порушення фазової синхронізації.

Технічною задачею пропонованого винаходу є створення широкодіапазонного НВЧ синтезатора частот з низьким рівнем фазових шумів і малим часом перебудови частоти вихідного сигналу синтезатора f СЧ, що забезпечує відсутність порушень фазової синхронізації при зміні (перебудові) частоти вхідного НВЧ сигналу f вх НВЧ у смузі, що дорівнює або більшій ніж подвоєна частота сигналу проміжної частоти f ПЧ, де f ПЧ = f вх НВЧ -f ГУН, а також забезпечує збереження фазової синхронізації при доглядах частоти f ГУН сигналу НВЧ ГУН на величину більш ніж 2 f ПЧ.

Технічним результатом є запобігання порушенням фазової синхронізації, викликаних перехідними процесами в петлі ФАПЧ, та забезпечення стійкої роботи НВЧ синтезатора частот при експлуатації, у тому числі при перебудові частоти f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу

Сутність технічного рішення полягає в тому, що пропонований НВЧ синтезатор частот містить НВЧ генератор, керований напругою (ГУН), вихід якого з'єднаний з входом спрямованого відгалужувача, перший вихід якого є виходом НВЧ синтезатора частот, а другий вихід спрямованого відгалужувача з'єднаний з першим входом НВЧ змішувача , другий вхід НВЧ змішувача з'єднаний з виходом джерела вхідного НВЧ сигналу, вихід НВЧ змішувача з'єднаний з входом першого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, вихід якого з'єднаний з першим входом частотно-фазового детектора, другий вхід частотно-фазового детектора з'єднаний з виходом другого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, вхід якого з'єднаний з виходом джерела опорного сигналу, а між частотно-фазовим детектором і НВЧ ГУН включений фільтр нижніх частот. НВЧ синтезатор частот додатково містить фазовий компаратор, мультивібратор, що чекає, два діода і операційний підсилювач. При цьому перший і другий виходи частотно-фазового детектора з'єднані відповідно з першим та другим входами операційного підсилювача, вихід якого з'єднаний з входом НВЧ ГУН, а фільтр нижніх частот включений між першим входом операційного підсилювача та його виходом, перший вхід фазового компаратора з'єднаний з виходом першого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу і першим входом частотно-фазового детектора, другий вхід фазового компаратора з'єднаний з виходом другого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу і з другим входом частотно-фазового детектора, вихід фазового компаратора з'єднаний з входом мультивібратора, що чекає, перший вихід чекає з'єднаний через перший діод з першим виходом частотно-фазового детектора і з першим входом операційного підсилювача, другий вихід мультивібратора, що чекає, з'єднаний через другий діод з другим виходом частотно-фазового детектора і з другим входом операційного підсилювача. Причому перший і другий діоди включені зустрічно один одному, при цьому НВЧ ГУН, спрямований відгалужувач, НВЧ змішувач, перший дільник частоти, частотно-фазовий детектор, операційний підсилювач і фільтр нижніх частот утворюють петлю фазового автопідстроювання частоти (ФАПЧ) за умови: Т М - τ м >τ ФАПЧ, де Т М - період коливань мультивібратора, що чекає, τ ФАПЧ - час встановлення синхронізації в петлі фазової автопідстроювання частоти.

Включення в схему синтезатора НВЧ частот фазового компаратора і мультивібратора, що чекає, з двома зустрічно включеними діодами на виході дозволяє проводити попередню установку частоти f ГУН сигналу НВЧ ГУН при порушенні фазової синхронізації в петлі ФАПЧ, які відбуваються при перемиканні частоти f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу частоти f ГУН сигналу НВЧ ГУН, наприклад, при включенні НВЧ синтезатора, що забезпечує швидке відновлення фазової синхронізації та підвищує стійкість роботи НВЧ синтезатора частот. При цьому після відновлення петлі ФАПЧ мультивібратор, що чекає, відключається і не впливає на подальшу роботу петлі ФАПЧ.

Операційний підсилювач з фільтром нижніх частот у ланцюзі зворотного зв'язку формує смугу частот регулювання петлі ФАПЛ.

Час між закінченням першого імпульсу і початком наступного імпульсу мультивібратора, що чекає, визначається RC-ланцюжком цього мультивібратора, має бути більше часу встановлення синхронізації в петлі ФАПЧ, тобто повинна виконуватися умова:

Т М -? м >? ФАПЧ.

Винахід пояснюється кресленнями.

На фіг. 1 представлена ​​структурна схема пропонованого НВЧ синтезатора частот, де

1 - НВЧ генератор (ГУН) із частотою f ГУН (керуюча напруга U УПР);

3 - НВЧ змішувач;

4 - джерело вхідного НВЧ сигналу з частотою f вх НВЧ;

5 - перший дільник частоти зі змінним коефіцієнтом поділу n;

6 - частотно-фазовий детектор (вихідна напруга U ЧФД);

7 - другий дільник частоти зі змінним коефіцієнтом поділу m;

8 - джерело опорного сигналу з частотою f ОП;

9 – операційний підсилювач;

10 – фільтр нижніх частот;

11 - фазовий компаратор (вихідна напруга U ФК);

12 - мультивібратор, що чекає (вихідна напруга пряма U м1 і інверсна

13 - перший діод;

14 - другий діод;

f ПЧ = f вх НВЧ -f ГУН - сигнал проміжної частоти;

f СЧ - вихідний сигнал НВЧ синтезатора частот.

На фіг. 2 представлені часові діаграми вхідного U ФК і вихідних U м1 і U м2 напруг чекаючого мультивібратора, що входить до складу пропонованого НВЧ синтезатора частот, де

Т М - період коливань мультивібратора, що чекає 12;

м - тривалість імпульсу чекаючого мультивібратора 12;

τ ФАПЧ - час встановлення синхронізації в петлі фазового автопідстроювання частоти.

На фіг. 3 показана смуга перебудови вихідного НВЧ сигналу з частотою f СЧ = f ГУН щодо фіксованої частоти f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу пропонованого НВЧ синтезатора частот.

На фіг. 4 показана смуга перебудови вихідного НВЧ сигналу з частотою f СЧ = f ГУН щодо частоти, що перебудовується f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу пропонованого НВЧ синтезатора частот.

Пропонований НВЧ синтезатор частот, структурна схема якого зображена на фіг. 1, містить НВЧ генератор керований напругою (ГУН) 1, вихід якого з'єднаний з входом спрямованого відгалужувача 2, один вихід якого є виходом НВЧ синтезатора частот, а інший вихід спрямованого відгалужувача 2 з'єднаний з першим входом НВЧ змішувача 3, другий вхід якого з'єднаний з виходом джерела вхідного НВЧ сигналу 4 з частотою f вх НВЧ. Вихід НВЧ змішувача 3 з'єднаний з входом першого дільника 5 частоти з змінним коефіцієнтом розподілу n, вихід якого з'єднаний з першим входом частотно-фазового детектора 6. Другий вхід частотно-фазового детектора 6 з'єднаний з виходом другого дільника частоти 7 зі змінним коефіцієнтом розподілу m, вхід якого з'єднаний з виходом джерела опорного сигналу 8 частотою f ОП. Два виходи частотно-фазового детектора 6 з'єднані з двома входами операційного підсилювача 9, вихід якого з'єднаний з входом генератора НВЧ ГУН 1, при цьому між першим входом операційного підсилювача 9 та його виходом включений фільтр нижніх частот 10. Перший вхід додатково введений у схему фазового компаратора 11 з'єднаний з виходом першого дільника частоти 5 і першим входом частотно-фазового детектора 6, другий вхід фазового компаратора 11 з'єднаний з виходом другого дільника частоти 7 і другим входом частотно-фазового детектора 6. Вихід фазового компаратора 11 з'єднаний з входом прямого вихід якого через перший діод 13 з'єднаний з першим виходом частотно-фазового детектора біс першим входом операційного підсилювача 9, інверсний вихід чекаючого мультивібратора 12 через другий діод 14 з'єднаний з другим виходом частотно-фазового детектора 6 і з другим входом операційного підсилювача 9 другий діоди включені зустрічно один одному. У даній схемі НВЧ ГУН 1, спрямований відгалужувач 2, НВЧ змішувач 3 перший дільник частоти 5 частотно-фазовий детектор 6 другий дільник частоти 7 операційний підсилювач 9 і фільтр нижніх частот 10 утворюють петлю ФАПЧ.

Пропонований НВЧ синтезатор частот працює наступним чином. Вихідний сигнал НВЧ ГУН 1 з частотою f ГУН через відгалужувач 2 та вихідний НВЧ сигнал джерела вхідного НВЧ сигналу 4 з частотою f вх НВЧ надходять на НВЧ змішувач 3 на виході якого виділяється сигнал проміжної частоти f ПЧ, який надходить на вхід першого дільника частоти 5 і після поділу на коефіцієнт n сигнал з виходу першого дільника 5 частоти надходить на перший вхід частотно-фазового детектора 6. Сигнал опорної частоти f ОП з виходу джерела опорного сигналу 8 надходить на вхід другого дільника частоти 7, де відбувається розподіл частоти на коефіцієнт m. Сигнал з виходу другого дільника 7 частоти надходить на другий вхід частотно-фазового детектора (ЧФД) 6, в якому він порівнюється з сигналом, що надійшли з виходу першого дільника частоти 5, і на двох виходах частотно-фазового детектора 6 виробляється керуюча напруга U ЧФД, величина і знак якого пропорційні різниці частот і фаз сигналів, що порівнюються. Ця керуюча напруга U ЧФД через операційний підсилювач 9 і фільтр нижніх частот 10, включений в ланцюг зворотного зв'язку операційного підсилювача 9, подається на керуючий вхід НВЧ ГУН 1 як керуюча напруга U УПР., виконуючи безперервне підстроювання частоти НВЧ ГУН 1, синхронізації у петлі ФАПЧ.

Умовами виконання частотно-фазової синхронізації в петлі ФАПЧ є рівність частот і фаз сигналів, що подаються на входи частотно-фазового детектора, тобто f ОП /m=f ПЧ /n, φ ОП =φ ПЧ,

де f ПЧ = f вх НВЧ -f ГУН,

m - коефіцієнт розподілу частоти опорного сигналу з частотою f ОП;

n - коефіцієнт розподілу частоти сигналу проміжної частоти f ПЧ;

φ ВП - фаза опорного сигналу з частотою f ВП;

φ ПЧ - фаза сигналу проміжної частоти f ПЧ.

При перебудові частоти вхідного НВЧ сигналу f вх НВЧ у смузі, що дорівнює або більшій ніж подвоєна частота сигналу проміжної частоти f ПЧ, де f ПЧ = f вх НВЧ -f ГУН, а також при відходах частоти сигналу НВЧ ГУН f ГУН на величину більш ніж 2 f ПЧ, вхідний НВЧ сигнал f вх НВЧ в пропонованому винаході проходить через петлю ФАПЧ НВЧ синтезатора частот, тобто через фазовий компаратор 11, мультивібратор 12, що чекає, а також зустрічно включені діоди 13, 14.

При наявності фазової синхронізації в петлі ФАПЧ з виходу фазового компаратора 11 на мультивібратор, що чекає, 12 надходить керуючий сигнал, відключає чекаючий мультивібратор 12, тобто вихідна напруга фазового компаратора 11 U ФК (наприклад, рівня транзисторно-транзисторної логіки ТТЛ). У цей час чекаючий мультивібратор 12 не виробляє на прямому та інверсному виходах імпульсних вихідних сигналів з напругою відповідно U М1 U М2 і не впливає на роботу петлі ФАПЧ. На прямому та інверсному виходах чекаючого мультивібратора 12 протифазно встановлюються постійні напруги U М1 і U М2 , що відповідають логічному нулю та логічній одиниці). Тимчасові діаграми вхідного U ФК та ​​вихідних U М1 та U М2 напруг чекаючого мультивібратора 12 показані на фіг. 2

При порушенні синхронізації частоти і фази в петлі ФАПЧ сигнал U ФК у вигляді логічного нуля з виходу фазового компаратора 11 запускає чекаючий мультивібратор 12, який на прямому та інверсному виходах виробляє вихідні імпульсні сигнали з напругою U М1 (відповідний логічній одиниці) і U логічному нулю), що надходять через діоди 13, 14 відповідно на перший і другий входи операційного підсилювача 9. Під час дії імпульсу мультивібратора 12, що чекає, тобто протягом тривалості τ м імпульсу чекаючого мультивібратора 12, в залежності від фазування входів ЧФД 6, на виході операційного підсилювача 9 встановлюється максимальне або мінімальне значення напруги управління частотою сигналу НВЧ ГУН 1. У цьому випадку порушуються умови частотно-фазової синхронізації (f ОП /m=f ПЧ /n, φ ОП =φ ПЧ) і частотно-фазовий детектор 6 виробляє керуюче напруга U ЧФД, що забезпечує відновлення синхронізації (тобто запуск процесу синхронізації) у петлі ФАПЧ. При відновленні частотно-фазової синхронізації в петлі ФАПЧ фазовий компаратор 11 відключає мультивібратор 12, що чекає (на його виходах знову протифазно встановлюються постійні напруги, відповідні логічному нулю і логічній одиниці). У разі повторного порушення частотно-фазової синхронізації в петлі ФАПЧ або у разі збою в роботі петлі ФАПЧ фазовий компаратор 11 знову запускає мультивібратор 12, що чекає, і весь процес відновлення синхронізації повторюється.

У ряді випадків для роботи петлі ФАПЧ, що виключає порушення в ній частотно-фазового синхронізації, необхідно, щоб перехідний процес перебудови частоти НВЧ ГУН в петлі ФАПЧ починався від нижнього (f ГУН хв) або верхнього (f ГУН макс) краю робочого діапазону НВЧ ГУН до точці захоплення частоти, в якій f ГУН = f СЧ, тобто початковий рівень напруги, що надходить на керуючий вхід НВЧ ГУН 1 (в режимі перехідного процесу, що передує захопленню частоти), завжди дорівнював мінімального або максимального значення. Це визначається положенням частоти f ГУН вихідного сигналу НВЧ ГУН щодо частоти f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу. При цьому можливі два основні режими НВЧ синтезатора частот, при яких можливі порушення синхронізації в петлі ФАПЧ.

Розглянемо перший режим роботи НВЧ синтезатора частот, представлений на фіг. 3. Припустимо, що частота f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу фіксована і перевищує f СЧ (як і в прототипі), а смуга перебудови НВЧ ГУН 1 (f ГУН) достатня велика, наприклад значно перевищує величину 2 f ПЧ. У цьому випадку при перехідному процесі, що передує захопленню частоти, на частотно-фазовий детектор 6 може потрапити з виходу НВЧ змішувача 3 сигнал дзеркальної частоти (у точці зриву синхронізації, в якій f ГУН = f 1   СЧ, де f 1   СЧ = f вх НВЧ +f ПЧ), що призведе до зриву синхронізації в петлі ФАПЧ, переходу сигналу частоти f ГУН НВЧ ГУН в крайнє верхнє положення, що відповідає частоті f ГУН макс і, як наслідок, до відмови в роботі НВЧ синтезатора частот. Схема НВЧ синтезатора частот, обраного як прототип, не передбачає можливість виходу з цієї ситуації. У запропонованому НВЧ синтезатор частот ця проблема вирішується наступним чином.

Фазовий компаратор 11 в режимі частотно-фазової синхронізації (f ОП /m=f ПЧ /n, φ ОП =φ ПЧ) виробляє на своєму виході сигнал U ФК, що відповідає логічній одиниці (лог. «1»). Цей вихід фазового компаратора 11 з'єднаний з входом мультивібратора, що чекає 12, запуск якого здійснюється сигналом, відповідним логічному нулю (лог. «0»). При вхідному сигналі, що дорівнює рівню балка. «0», перший 13 і другий діоди 14 закриті і чекає мультивібратор 12 не впливає на роботу петлі ФАПЧ. У тому випадку, коли режим фазової синхронізації порушується, на виході фазового компаратора виникає сигнал, відповідний лог. "0". Це може відбуватися в моменти включення НВЧ синтезатора частот або при перебудові частоти f ОП опорного сигналу. Сигнал, відповідний балка. «0» з виходу фазового компаратора 11 запускає чекаючий мультивібратор 12 і на його прямому та інверсному виходах протягом тривалості імпульсу м з'являються рівні напруг, рівні відповідно лог.«1» і лог. «0» (тобто інверсні попереднього стану), тому перший 13 і другий 14 діоди відкриваються і на перший і другий входи операційного підсилювача 9 надходить диференціальна напруга, що викликає появу початкового (мінімального) напруги управління на виході операційного підсилювача 9, яке подається відповідно на управляючий частотою вхід НВЧ ГУН 1, у своїй встановлюється значення частоти НВЧ ГУН f ГУН =f ГУН хв. Після закінчення імпульсу чекаючого мультивібратора 12 настає пауза, рівна величині Т М -τ м, де Т М - період повторення імпульсів мультивібратора 12, що чекає. Протягом цієї паузи петля ФАПЧ здійснює перебудову частоти f ГУН сигналу НВЧ ГУН від мінімального значення f ГУН , При якій відбувається частотно-фазова синхронізація (точка захоплення частоти на фіг. 3). При перебудові частоти f ГУН сигналу НВЧ ГУН до значення, при якому f ГУН = f СЧ (де f СЧ = f вх НВЧ -f ПЧ) і при дотриманні умови f ГУН ≤ f вх НВЧ (відповідно до фазування ЧФД 6), встановлюється режим частотно-фазової синхронізації, при якому f ВП /m=f ПЧ /n. На виході фазового компаратора 11 виникає сигнал, що відповідає рівню балка. «1», що переводить мультивібратор 12 в стан очікування. Якщо з якихось причин процес синхронізації не відбувся, описаний цикл встановлення синхронізації в петлі ФАПЧ повторюється. Необхідною умовою захоплення частоти, в даному випадку, є те, що період повторення імпульсів мультивібратора 12, що чекає, повинен відповідати умові: Т М -τм>τ петлі ФАПЧ, де

Т М - період повторення імпульсів мультивібратора, що чекає,

τ м - тривалість імпульсу мультивібратора, що чекає,

петлі ФАПЧ - час встановлення синхронізації в петлі ФАПЧ.

Розглянемо другий режим роботи НВЧ синтезатора частот, представлений на фіг. 4.

Припустимо, що в початковий момент у НВЧ синтезатор частоти виконується умова частотно-фазової синхронізації, при цьому f вх НВЧ = f вх НВЧ1 . І тут частота вихідного сигналу НВЧ синтезатора частот f СЧ =f СЧ·1 =f вх СВЧ1 -f ПЧ. Потім частота f вх НВЧ вхідного НВЧ сигналу швидко перебудовується в смузі Δf вх НВЧ перебудови вхідного НВЧ сигналу (як показано на фіг. 4) від значення f вх НВЧ1 до значення f вх НВЧ2 (при цьому смуга перебудови частоти вхідного НВЧ сигналу Δf вх НВЧ становить більше 2 f ПЧ, де f ПЧ = f вх НВЧ -f ГУН Одночасно з перебудовою частоти f вх НВЧ відбувається перебудова частоти f ГУН НВЧ ГУН від значення f СЧ1 до значення f СЧ2 Проте через інерційність петлі ФАПЧ час перебудови частоти вхідного НВЧ сигналу (t пер.вх НВЧ) завжди менше часу встановлення синхронізації в петлі ФАПЧ (τ петлі ФАПЧ), тобто t пер.вх НВЧ ≤τ петлі ФАПЧ.

Внаслідок інерційності петлі ФАПЧ при перебудові частоти НВЧ ГУН також виникають умови порушення синхронізації. Так, наприклад, як показано на фіг. 4, при перебудові частоти f ГУН від початкового значення f СЧ1 (у верхній частині діапазону перебудови частоти НВЧ ГУН) до наступного нижчому за частотою значення f СЧ2 . у НВЧ змішувачі утворюється сигнал дзеркальної проміжної частоти в точці, де f ГУН = f 1   СЧ2 = fвх НВЧ2 + f ПЧ. У цьому випадку (при заданому фазуванні ЧФД 6) не дотримуватиметься умова f ГУН ≤f вх НВЧ, тобто не відбувається захоплення частоти петлею ФАПЧ, що викликає порушення частотно-фазової синхронізації із «затягуванням» частоти f ГУН у верхнє крайнє значення f ГУН макс діапазону перебудови частоти НВЧ ГУН. Для відновлення в петлі ФАПЧ частотно-фазової синхронізації в запропонованому винаході слід здійснити описаний у першому режимі НВЧ синтезатора частот цикл встановлення синхронізму. У схемі НВЧ синтезатора частот, обраного як прототип, не передбачена можливість швидкої зміни частоти вхідного НВЧ сигналу, а отже, така схема не дозволяє здійснити стійку фазову синхронізацію при перебудові частоти вхідного НВЧ сигналу.

Описані вище режими нестійкої роботи системи ФАПЧ у відомому НВЧ синтезатор частот, обраному в якості прототипу винаходу, були експериментально перевірені і підтверджені.

На основі запропонованого винаходу розроблені та експериментально випробувані зразки НВЧ синтезаторів частот, які підтвердили стійку роботу зі швидким часом відновлення частотно-фазової синхронізації в різних режимах роботи НВЧ синтезаторів частот - менше 100 мкс.

Джерела інформації

1. Манасевич У. Синтезатори частот. Теорія та проектування. - М: Зв'язок, 1979 р.

2. Рижков А.В., Попов В.М. Синтезатори частот у техніці радіозв'язку. - М: Радіо і зв'язок, 1991 р., с. 110-113.

НВЧ синтезатор частот, що містить НВЧ генератор, керований напругою (ГУН), вихід якого з'єднаний з входом спрямованого відгалужувача, перший вихід якого є виходом НВЧ синтезатора частот, а другий вихід спрямованого відгалужувача з'єднаний з першим входом НВЧ змішувача, другий вхід НВЧ змішувача з'єднаний з виходом джерела вхідного НВЧ сигналу, вихід НВЧ змішувача з'єднаний з входом першого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом розподілу, вихід якого з'єднаний з першим входом частотно-фазового детектора, другий вхід частотно-фазового детектора з'єднаний з виходом другого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, вхід якого з'єднаний з виходом джерела опорного сигналу, а між частотно-фазовим детектором і НВЧ ГУН включений фільтр нижніх частот, який відрізняється тим, що НВЧ синтезатор частот додатково містить фазовий компаратор, мультивібратор, що чекає, два діода і операційний підсилювач, при цьому перший і другий виходи частотно-фазового детектори з'єднані відповідно з першим і другим входами операційного підсилювача, вихід якого з'єднаний з входом НВЧ ГУН, а фільтр нижніх частот включений між першим входом операційного підсилювача та його виходом, перший вхід фазового компаратора з'єднаний з виходом першого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу та першим входом частотно-фазового детектора, другий вхід фазового компаратора з'єднаний з виходом другого дільника частоти зі змінним коефіцієнтом поділу і з другим входом частотно-фазового детектора, вихід фазового компаратора з'єднаний з входом мультивібратора, що чекає, перший вихід чекаючого мультивібратора з'єднаний через перший діод з першим виходом частотно- фазового детектора і з першим входом операційного підсилювача, другий вихід мультивібратора, що чекає, з'єднаний через другий діод з другим виходом частотно-фазового детектора і з другим входом операційного підсилювача, причому перший і другий діоди включені зустрічно один одному, при цьому НВЧ ГУН, спрямований відгалужувач, змішувач, перший дільник частоти, частотно-фазовий детектор, операційний підсилювач і фільтр нижніх частот утворюють петлю фазової автопідстроювання частоти (ФАПЧ) за умови: Т M -τ м >τ ФАПЧ, де Т М - період коливань мультивібратора, що чекає, τ м - тривалість імпульсу чекаючого мультивібратора, ФАПЧ - час встановлення синхронізації в петлі фазової автопідстроювання частоти.

Схожі патенти:

Винахід відноситься до техніки зв'язку. Технічний результат полягає в комплексному покращенні основних параметрів системи синхронізації, а саме: у підвищенні завадостійкості, у покращенні фільтруючих властивостей системи, у розширенні смуг захоплення та утриманні синхронного режиму роботи, у зменшенні часу входження у синхронний режим роботи, у забезпеченні нульової статичної помилки по фазі та у забезпеченні коректної роботи пристрою в умовах наявності змін та флуктуацій амплітуди вхідного сигналу або змін коефіцієнта передачі фазових детекторів.

Винахід відноситься до частотної селекції та фільтрації радіосигналів. Технічний результат полягає у забезпеченні адаптації пристроїв селекції радіосигналів до завадової обстановки, а також можливості керування їх енергоспоживанням.

Синтезатор частот з комутованими трактами приведення частоти відноситься до радіотехніки і може бути використаний для формування сітки стабільних частот з рівномірним кроком у приймальних пристроях з підвищеною помехозащищенностью, а також прийомопередаючих пристроях з швидкою перебудовою робочих частот.

Пропонований спосіб відноситься до техніки зв'язку і режимів роботи блоків синхронізації (БС), що містять керовані генератори (УГ), точніше, до способів формування високостабільного вихідного сигналу УГ БС в режимі утримання.

Винахід відноситься до електронної техніки, а саме до синтезаторів сітки частот (ССЧ) на базі контуру імпульсної фазової автопідстроювання частоти (ФАПЧ) з компенсацією завад дробності, і може застосовуватися при використанні схем, заснованих на амплітудно-або широтно-імпульсної модуляції струму компенсації.

Винахід відноситься до галузі радіотехніки та автоматики, до систем автоматичного підстроювання частоти випромінювання газових лазерів безперервної дії з покращеними стабілізаційними характеристиками і може бути використане в космічній технології, зокрема для вимірювання «фіолетового зміщення» частоти лазерного випромінювання в гравітаційному полі Землі.

Винахід відноситься до електронно-обчислювальної техніки та радіотехніки. Технічний результат полягає у підвищенні швидкодії та можливості формування багаточастотних частотно-модульованих сигналів. Цифровий обчислювальний синтезатор частотно-модульованих сигналів містить: еталонний генератор, блок формування та затримки, три регістри пам'яті, чотири цифрові накопичувачі, дільник із змінним коефіцієнтом поділу, два функціональних перетворювача код x - sin x, два інверсні фільтри sin х/х, комутатор, два цифроаналогові перетворювачі. Цифровими входами ЦВС ЧM сигналів є входи першого, другого і третього регістрів пам'яті, яке аналоговими виходами є виходи першого і другого ЦАП. 2 іл.

Винахід відноситься до галузі радіотехніки. Технічний результат - розширення смуги захоплення шляхом зміни симетричної форми дискримінаційної характеристики знакового логічного фазового дискримінатора асиметричну, а при збільшенні зони позитивного або негативного знака дискримінаційної характеристики збільшується відповідна одностороння смуга захоплення для початкових частотних розладів відповідного знака. Спосіб збільшення смуги захоплення системи фазової автопідстроювання частоти зі згаданим дискримінатором характеризується тим, що визначають знак різниці вхідного та вироблюваного керованим генератором вихідного коливань, формують керуючі напруги, що мають знак, відповідний знаку різниці фаз, які об'єднують в єдиний сигнал, яким керують частотою керування. 2 н.п. ф-ли, 7 іл.

Спосіб фазового автопідстроювання дозволяє здійснювати синхронізацію від однофазного вихідного сигналу з перешкодами. Технічний результат полягає в поліпшенні практичної швидкодії синхронізації до одного-двох періодів сигналу частоти, що синхронізується, фільтрації перешкод у формованих сигналах синхронізованої фази і частоти. До складу системи входять блоки фазової фільтрації першого порядку, полосно-загороджувального фільтра другого порядку, низької фільтрації частоти першого порядку, блоку інтегрування, блоку множення, блоку обчислення коефіцієнтів цифрових фільтрів, чотириквадрантного арктангенса. Застосування дискретних методів для фізичної реалізації способу із залученням мікропроцесорних засобів дозволяє здійснити операції порівняння та обчислення нелінійних функцій з прийнятними точністю та обчислювальними ресурсами. Фільтри реалізуються зі змінними коефіцієнтами, мають перший та другий порядок. Завдяки відносно невеликій чутливості фазового фільтра до зміни частоти можливе швидке виділення опорної фази вихідного сигналу. Застосування дискретного інтегратора зі зворотним зв'язком за коефіцієнтом інтегрування дозволяє здійснювати швидкий вихід сигналу синхронізованої частоти на режим, що встановився. Застосування дискретного фільтра із змінними коефіцієнтами та обліку переходу фази через граничні значення дозволяє ефективно здійснювати фільтрацію синхронізованої фази без її усунення щодо фази основної гармоніки вихідного сигналу. Даний спосіб дозволяє будувати на його основі системи управління гармонійними складовими в одно- і багатофазних системах і симетричним складовим в багатофазних системах. Основне застосування даного способу в управлінні перетворювальною технікою, також можливе його використання для швидкої синхронізації в засобах зв'язку та інших додатках з вимогами високої швидкодії налаштування на основну частоту і виділення опорної фази. 1 іл.

Винахід відноситься до галузі радіотехніки і може бути використане при організації систем зв'язку зі збільшеною кількістю каналів, а також вимірювальної техніки, де потрібна перебудова частоти з малим кроком. В основу винаходу поставлена ​​задача отримання мікрохвильових коливань з малим кроком сітки частот, низьким рівнем фазових шумів та малим часом перебудови частоти. Для цього частоту опорного генератора, що задає частоту порівняння фазовому детекторі синтезатора непрямого типу, вибирають у смузі ультракоротких хвиль. При цьому частоту високостабільного опорного генератора попередньо зсувають на деяку невелику величину, що задає малий крок частоти сітки. Для чого сигнал опорного генератора подають на радіочастотний вхід квадратурного модулятора, що модулюється низькочастотними квадратурними сигналами однакової частоти та амплітуди, але зі зсувом фаз 90°. Тоді частота порівняння відмінна від частоти опорного генератора значення частоти цих низькочастотних сигналів. Трансформований по частоті сигнал з виходу квадратурного модулятора подають перший вхід частотно-фазового детектора. Частоту мікрохвильового генератора керованого напругою ділять дільником зі змінним коефіцієнтом, і подають другий вхід частотно-фазового детектора. За допомогою фільтра нижніх частот пригнічують продукти порівняння змінного струму, сигнал постійного струму подають на вхід мікрохвильового генератора керованого напругою. Такий спосіб дозволяє формувати мікрохвильові коливання з кроком одиниці кілогерц, при цьому не підвищуючи часу перебудови синтезатора, не підвищуючи рівня фазових шумів і зберігаючи стабільність частоти синтезатора, що визначається стабільністю частоти опорного генератора, яка, наприклад, досягає 10-7-10-8.

Винахід відноситься до радіоелектроніки, зокрема синтезаторів частот на основі петлі фазової автопідстроювання частоти (ФАПЧ). Технічний результат полягає у зниженні рівня фазових шумів та побічних дискретних складових у спектрі вихідного сигналу, що у свою чергу підвищує якість вихідного сигналу, при збереженні високої роздільної здатності по частоті та широкої смуги перебудови. Синтезатор частот містить з'єднані послідовно помножувач частоти вхідного сигналу, дільник з фіксованим коефіцієнтом поділу, першу мікросхему прямого цифрового синтезу, фазочастотний детектор, перший фільтр низьких частот, генератор, керований напругою, контур негативного зворотного зв'язку, що включає з'єднані послідовно змішувач, один з входів якого з'єднаний з виходом генератора, керованого напругою, а другий вхід з'єднаний з виходом помножувача частоти вхідного сигналу, другий фільтр низьких частот і другу мікросхему прямого цифрового синтезу, вихід якої з'єднаний з входом фазочастотного детектора, і пристрій, що управляє, виходи якого з'єднані з входами першої і Другий мікросхем прямого цифрового синтезу. Винахід забезпечує зниження рівня фазових шумів та дискретних складових у спектрі вихідного сигналу, що, у свою чергу, підвищує якість вихідного сигналу, при збереженні високої роздільної здатності по частоті та широкої смуги перебудови. 1 іл.

Винахід відноситься до радіотехніки. Технічний результат винаходу полягає у підвищенні швидкодії та можливості роботи з опорним сигналом будь-якої шпаруватості, період якого кратний періоду тактів, а також можливість підстроювання частоти тактів по фронтах даних, що приймаються. Спосіб підстроювання частоти, в якому на час дії імпульсів на виходах фазового детектора (ФД) формують сигнали позитивної та негативної полярності відповідно, які потім підсумовують, фільтрують та отриманим сигналом керують частотою генератора, фронт імпульсу на першому виході по фронту опорного сигналу, а його зріз - з будь-якого перемикання тактів. Якщо фронт опорного сигналу з'явиться пізніше за фронт тактів, то також формують сигнал на другому виході ФД з тривалістю паузи тактів. ФД містить три елементи 2-І, три D-тригери та логічну схему кон'юнкції 3-х сигналів. 2 зв. та 7 з.п. ф-ли, 11 іл.

Винахід відноситься до радіолокації та гідролокації. Технічний результат – забезпечення придушення бічних пелюсток для коду P3 непарної довжини. Для цього пристрій придушення бічних пелюсток при імпульсному стиску багатофазних кодів Р3 містить з'єднані по входу модифікований фільтр Woo для коду Р3 непарної довжини N і формувач цифрового коригуючого сигналу з послідовно з'єднаних перетворювача коду в комплексно сполучений код і цифрового фільтра з кінцевою N+1 з (N+2) коефіцієнтами -1,1, 0,…0, -1,1, виходом з'єднаного з першим входом суматора, лінію затримки на тривалість одного кодового елемента та двовходовий вичитувач, де вихід фільтра Woo підключений до входу лінії затримки і першого входу вичитача, виходом з'єднаного з другим входом суматора, а другий вхід вичитача підключений до виходу лінії затримки, перший коефіцієнт імпульсної характеристики модифікованого фільтра Woo дорівнює 1 - exp(iπ/N), де, а (N+2) -вимірний вектор коефіцієнтів фільтра формувача цифрового коригувального сигналу відповідно дорівнює -1,1, 0,0,…0, -1,1. 2 іл.

Пропоновані пристрої відносяться до радіолокаційних та гідролокаційних систем з імпульсним стиском багатофазних кодів. Технічний результат полягає у підвищенні якості стиснення сигналів, проводиться придушення бічних пелюсток, що виникають у процесі стиснення, при якому забезпечується збільшення числа багатофазних кодів довжини N, для всіх значень тимчасових зрушень (відліків), крім двох ±N, у яких відносний рівень бічних пелюсток знаходиться у діапазоні від -20 lgN -6 до -20 lgN -8 dB за рахунок використання симетрично усічених кодів, утворених послідовним видаленням рівного числа перших та останніх символів кодів більшої довжини. У цьому ширина головного пелюстки лише на рівні -6 dB дорівнює 2τ, лише на рівні PSL лежить у діапазоні 3÷4τ, а втрати сигнал/шум на виході пристрою становлять -1.7 dB. Пристрій придушення бічних пелюстків при імпульсному стисканні симетрично усічених багатофазних кодів довжини N містить з'єднані по входу перший цифровий фільтр з КІХ порядку N-1 і формувач цифрового коригуючого сигналу, що складається з послідовно з'єднаних перетворювача коду в комплексно сполучений код. порядку N+1, вихід якого з'єднаний з першим входом суматора, а вихід першого цифрового фільтра підключений до лінії затримки на тривалість одного кодового елемента і першого входу від'ємника, другий вхід якого з'єднаний з виходом лінії затримки, а вихід підключений до другого входу суматора. 3 н.п. ф-ли, 4 іл.

Група винаходів відноситься до пристроїв, що запам'ятовують, і може бути використана для управління синхронізацією для запису в запам'ятовуючі пристрої в неузгодженій архітектурі. Технічним результатом є компенсація змін затримки реальної розподільної мережі тактового сигналу. Пристрій містить схему приймача та схему кільцевого генератора. Схема приймача включає шлях передачі даних і мережу розподілу тактового сигналу в неузгодженій конфігурації. Схема кільцевого генератора включає репліку мережі розподілу тактового сигналу, узгоджену з реальною мережею розподілу тактового сигналу. 3 зв. та 17 з.п. ф-ли, 10 іл.

Генератор шкали часу відноситься до пристроїв синхронізації сигналів по частоті, зсуву фази та шкалі часу. Технічним результатом є підвищення точності синхронізації шкали часу. Генератор шкали часу містить: блок прийому шкали часу, внутрішній генератор квантової послідовності, дільник, блок передачі шкали часу, формувач захисного інтервалу, тимчасовий селектор, блок ліній затримки, що перемикаються, блок компараторів, генератор лінійно-змінної напруги. 5 іл., 1 табл.

Винахід відноситься до радіотехніки і може бути використане в приймальних пристроях НВЧ діапазону частот. Технічним результатом є підвищення стійкої роботи при перебудові частоти вхідного НВЧ сигналу. НВЧ синтезатор частот містить НВЧ генератор, керований напругою, спрямований відгалужувач, НВЧ змішувач, джерело вхідного НВЧ сигналу, перший дільник частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, частотно-фазовий детектор, другий дільник частоти зі змінним коефіцієнтом поділу, джерело опорного сигналу, фільтр нижніх частот, фазовий компаратор, мультивібратор, що чекає, два діода і операційний підсилювач. 4 іл.

Частотний Синтез: Поточні Рішення та Нові Тенденції

Основні характеристики

Частотний синтезатор є ключовим елементом практично будь-якої системи зв'язку, вимірювання та контролю -. Нижче наводяться основні вимоги до проектування нових поколінь частотних синтезаторів НВЧ діапазону.

Частотний діапазон та роздільна здатність . Фіксований або відносно вузькосмуговий (10-20%) сигнал може бути достатнім у багатьох застосуваннях. Однак, сучасні цифрові широкосмугові системи вимагають набагато ширшого охоплення частоти, що тягнеться на кілька октав. Широка смуга частот і висока роздільна здатність (1 Гц і нижче) – невід'ємна вимога вимірювальних інструментів - лабораторних генераторів частоти, аналізаторів спектру, тощо.

Вихідна потужність. Необхідний рівень вихідної потужності може змінюватись у широких межах залежно від конкретного застосування. Типовим сценарієм є використання синтезатора як джерело опорного сигналу змішувача різних системах частотного перетворення. Як правило, 10...17 дБм є прийнятним рівнем, хоча деякі схеми вимагають більш високої потужності.

Негармонічні спотворення. Негармонічні спектральні складові ( spurs) – небажані частотні продукти, створювані синтезатором окремих дискретних частотах. Розташування та рівень цих складових визначаються архітектурою побудови та частотним планом конкретного синтезатора. У мікрохвильових системах зв'язку негармонічні спотворення можуть обмежити здатність приймального пристрою у виділенні та подальшої обробки сигналу, що приймається. Таким чином, рівень негармонічних спектральних складових синтезатора мінімізується і, як правило, не перевищує -60 dBн щодо рівня основного сигналу, хоча в ряді випадків має бути знижений до -80 dBн і нижче. Це вимагає певного зусилля в проектуванні частотного синтезатора, і зазвичай є компромісом між іншими параметрами, зокрема, рівнем фазового шуму, роздільної здатності за частотою та швидкості перебудови.

Фазовий шум та стабільність - одні з основних властивостей, які в кінцевому рахунку обмежує чутливість приймальних систем. Стабільність синтезатора та фазовий шум визначаються опорним сигналом ( reference), і навіть конкретної архітектурою побудови синтезатора. Синтезатори, засновані на використанні фазової автопідстроювання частоти (ФАПЧ), також залежать від використовуваного генератора, що перебудовується, шум якого може бути нижче ефективного шуму опорного сигналу при великих відбудовах від основної частоти. Хорошим прикладом є ЖИГ-генератор ( YIGoscillator), рівень шуму якого може досягати -120...-130 дБн/Гц (при відбудові 100 кГц) у діапазоні частот від 2 до 10 ГГц і вище.

Швидкість перебудови визначає, як швидко синтезатор може бути перебудований із однієї частоти на іншу. Час, необхідний для перебудови, є критичним параметром, оскільки зазвичай не може бути використаний для обробки сигналу. Нові покоління систем зв'язку вимагають більш високих швидкостей перемикання збільшення ефективної пропускної спроможності. Навіть зазвичай "повільні" вимірювальні прилади вимагають збільшення швидкості перебудови. Характерним прикладом є новий векторний мережевий аналізатор, що містить чотири незалежні високошвидкісні синтезатори частоти . Отже, розробники частотних синтезаторів повинні враховувати цю тенденцію; необхідні величини швидкості перебудови знаходяться в мікросекундному діапазоні.

Споживання енергії та габарити. Сучасне обладнання має тенденцію до зменшення розмірів та зниження споживаної енергії. Нові розробки повинні використовувати мікросхеми з високим ступенем інтеграції та малою споживаною потужністю. Також, слід відмовитися від використання громіздких та енергоємних ЖИГ-генераторів та фільтрів.

Особливі вимоги

Сучасні частотні синтезатори НВЧ діапазону вимагають постійного покращення технічних характеристик, розширення функціональних можливостей, зниження габаритів, енергоспоживання та кінцевої вартості. Однак особливою вимогою є збільшення швидкості перебудови, що продиктовано постійним розширенням пропускної спроможності сучасних мікрохвильових систем. У той час, як традиційні вимірювальні прилади та системи зв'язку все ще працюють у мілісекундному діапазоні, нові системи потребують мікросекунди швидкості перемикання зі збереженням основних характеристик (фазовий шум, негармонічні спотворення), що, очевидно, становить серйозні технічні труднощі. Інша проблема - зменшення кінцевої вартості, хоч і є досить "стандартною" вимогою, також різко звужує вибір необхідних технічних рішень.

Ці особливі вимоги – мікросекундний діапазон швидкості перебудови (разом із малими шумами та спотвореннями!) та низька вартість – ймовірно, будуть ключовими параметрами у розробці нових поколінь синтезаторів частоти.

архітектурні рішення

Нижче розглядаються різні архітектури та особливості побудови частотних синтезаторів. Особлива увага приділяється технічним рішенням, спрямованим збільшення швидкості перебудови, і навіть зменшення вартості синтезатора.

Аналогові синтезатори. Основною функцією будь-якого синтезатора є перетворення опорного сигналу ( reference) у необхідну кількість вихідних сигналів. Аналогові синтезатори ( DirectAnalogSynthesizers) реалізуються шляхом змішування окремих базових частот зі своїми наступною фільтрацією, як показано на рис. 1. Базові частоти можуть бути отримані на основі низькочастотних (кварц, ПАР) або високочастотних (діелектричний, сапфіровий, хвилеводний, керамічний резонатори) генераторів за допомогою множення, поділу або фазового автопідстроювання частоти.

Основний недолік зазначеної топології - обмежений діапазон і роздільна здатність за частотою. У прикладі (рис. 1) генерується трохи більше вісімнадцяти вихідних частот (навіть, використовуючи обидві бічні лінії змішувача). Кількість сигналів, що генеруються, може бути збільшено шляхом введення більшої кількості базових частот та/або змішувальних каскадів, як показано на рис. 2. Однак, це призводить до швидкого зростання числа компонентів, що використовуються і, отже, ускладнення системи.

Ефективним рішенням є використання цифрового ( DDS) синтезатора (рис. 3) збільшення мінімального частотного кроку, необхідного від аналогової частини.

Інша серйозна проблема – велика кількість небажаних продуктів перетворення змішувальних каскадів, які мають бути ретельно відфільтровані; особливу увагу слід приділити забезпеченню необхідної ізоляції фільтрів, що перемикаються. Хоча відома велика кількість різних схем організації змішувачів і фільтрів, всі вони, як правило, вимагають інтенсивного використання апаратних засобів (тобто компонентів) для забезпечення малого розміру кроку та широкого охоплення частоти. Таким чином, хоча цей підхід і пропонує виключно високу швидкість перебудови та малі шуми, його використання обмежене через досить високі вартісні характеристики.

Цифрові синтезатори. На відміну від традиційних рішень, цифрові синтезатори ( DDS-Direct Digital Synthesizer) використовують цифрову обробку для конструювання необхідної форми вихідного сигналу базового (тактового) сигналу . За допомогою фазового акумулятора спочатку створюється цифрове уявлення сигналу (рис. 4), а потім генерується і сам вихідний сигнал (синусоїдальної або будь-якої іншої бажаної форми) за допомогою цифро-аналогового перетворювача (ЦАП - DAC). Швидкість генерації цифрового сигналу, головним чином, обмежена цифровим інтерфейсом і дуже високої, порівнянної з аналоговими схемами. Цифрові синтезатори також забезпечують досить малий рівень фазових шумів, навіть демонструючи зменшення шумів тактового сигналу, що використовується. З цієї точки зору, цифровий синтезатор функціонує як звичайний дільник частоти. Однак, основною перевагою цифрового синтезатора є виключно висока роздільна здатність за частотою (нижче 1 Гц), що визначаються довжиною фазового акумулятора.

Головні недоліки - обмежений частотний діапазон та великі спотворення сигналу. У той час, як нижня межа робочого діапазону частот цифрового синтезатора лежить фактично в області постійного струму, його верхня межа відповідно до критерію Найквіста не може перевищувати половини тактової частоти. Крім того, реконструкція вихідного сигналу вимагає застосування фільтра нижніх частот, що обмежує діапазон вихідного сигналу до 40% (приблизно) тактової частоти.

Інша серйозна проблема - високий вміст небажаних спектральних продуктів ( spurs) через помилки квантизації та перетворення ЦАП. З цього погляду цифровий синтезатор поводиться як частотний змішувач, що генерує дискретні продукти комбінаційних частотах. У той час, як частотне розташування цих продуктів може бути легко обчислене, їхня амплітуда набагато менш передбачувана. Як правило, продукти нижчого порядку мають найбільш високу амплітуду, проте продукти досить високого порядку доводиться враховувати при розробці частотного плану конкретного синтезатора. Амплітуда також збільшується зі збільшенням тактової частоти, що є додатковим обмеженням діапазону частот, що генеруються. Практичні значення верхньої межі діапазону знаходяться в районі від кількох десятків до кількох сотень МГц при рівні дискретних спектральних продуктів -50-60 дБн. Очевидно, пряме множення вихідного сигналу частотного синтезатора не може бути реалізовано через подальшу деградацію спектрального складу.

Відома велика кількість апаратних та програмних рішень, спрямованих на покращення спектрального складу цифрового синтезатора. Апаратні методи зазвичай засновані на перенесенні сигналу цифрового синтезатора вгору по частоті з його наступним розподілом, як показано на рис. 5. Цей метод ефективно зменшує вміст небажаних спектральних продуктів на 20 дБ/октаву, властивий процесу розподілу частоти. На жаль, це також зменшує смугу сигналу, що генерується, що вимагає збільшення кількості використовуваних базових частот і фільтрів (рис. 6) подібно аналоговим схемам.

Програмні методи спрямовані на оптимізацію частотного плану синтезатора, ґрунтуючись на тому факті, що місце розташування дискретних продуктів цифрового синтезатора є функцією його вихідного сигналу та тактової частоти (подібно до частотних змішувачів). Так, для цієї вихідної частоти дискретний продукт можна зрушити по частоті (а, отже, і відфільтрувати), змінюючи тактову частоту цифрового синтезатора. Цей метод може бути особливо ефективно використаний у системах ФАПЧ, які забезпечують генерацію тактового сигналу, а також вузькосмуговий фільтр вихідного сигналу. Слід зазначити, що програмний метод працює досить ефективно придушення продуктів щодо малого порядку. На жаль, щільність дискретних спектральних продуктів, як правило, збільшується пропорційно їх порядку, що обмежує практичне використання цього методу на рівні -70…-80 dBн.

Таким чином, через обмежений діапазон частот і високий вміст небажаних спектральних продуктів цифрові синтезатори рідко використовуються для безпосереднього генерування НВЧ сигналу. У той же час вони знаходять широке застосування в більш складних аналогових і ФАПЧ-системах для забезпечення високої роздільної здатності за частотою.

Синтезатори ФАПЛ

Синтезатори, засновані на застосуванні фазової автопідстроювання частоти, як правило, мають набагато менші розміри та рівень складності порівняно з аналоговими схемами -. Так, типовий однопетльовий синтезатор ФАПЧ включає перебудовний генератор, керований напругою (ГУН - VCO), сигнал якого після необхідного (програмованого) поділу по частоті доставляється до входу фазового детектора, як показано на рис. 7.

Інший вхід фазового детектора підключений до джерела опорного сигналу ( reference), частота якого дорівнює необхідному частотному кроці. Фазовий детектор порівнює сигнали на обох входах і генерує сигнал помилки, який після фільтрації та посилення (за потреби) підлаштовує частоту ГУН до ƒ=F REF × N, де F REF - частота опорного сигналу на вході фазового детектора.

Головною перевагою схем на основі ФАПЧ є чистіший спектр вихідного сигналу, внаслідок ефективного використання фільтра нижніх частот (ФНЧ - LPF),та набагато нижчий рівень складності порівняно з аналоговими синтезаторами. Основний недолік - більший час перебудови (назад пропорційне смузі пропускання фільтра ФАПЧ і, отже, частотного кроку) і значно вищий рівень фазового шуму порівняно з аналоговими схемами. Фазовий шум синтезатора в межах смуги пропускання фільтра ФАПЧ дорівнює λ = λ PD+ 20 log N, де PD - сумарний рівень фазових шумів опорного сигналу, фазового детектора, частотного дільника, фільтра і підсилювача ланцюга зворотного зв'язку, перерахованого до входу фазового детектора (рис. 8). Таким чином, фазовий шум залежить від коефіцієнта поділу частотного дільника, який може бути досить великим для забезпечення необхідної роздільної здатності. Так, для отримання сигналу на частоті 10 ГГц з роздільною здатністю 1 МГц коефіцієнт поділу повинен дорівнювати 10000, що відповідає збільшенню фазового шуму на 80 дБ. Крім того, програмовані дільники використовуються на відносно низьких частотах, що вимагає введення додаткового високочастотного дільника з фіксованим коефіцієнтом розподілу (Prescaler).Це призводить до збільшення сумарного коефіцієнта поділу петлі зворотного зв'язку та, як наслідок, подальшої деградації фазового шуму. Очевидно, така проста схема не дозволяє використовувати шумові можливості сучасних малошумливих генераторів опорного сигналу. Крім того, гармонійні складові опорного сигналу у вихідному спектрі синтезатора, як правило, також пропорційні коефіцієнту поділу в ланцюги зворотного зв'язку. В результаті однопетлеві схеми ФАПЧ знаходять обмежене застосування, а саме, в системах, що не висувають високі вимоги до якості сигналу, що генерується.

Основні характеристики синтезатора можуть бути значно покращені введенням частотного перетворення (змішувача) в ланцюг зворотного зв'язку, як показано на рис. 9. При цьому сигнал ГУН переноситься вниз за частотою, що дозволяє значно зменшити коефіцієнт розподілу ланцюга зворотного зв'язку. Опорний сигнал змішувача генерується за допомогою додаткової петлі ФАПЧ (багатопетлеві схеми) або помножувача частоти. Гарним рішенням є використання змішувача гармонік, який використовує численні гармоніки опорного сигналу, що генеруються вбудованим діодом. Використання змішувача гармонік дозволяє різко спростити конструкцію синтезатора. У той же час слід відзначити високу чутливість даного типу змішувача до параметрів окремих елементів схеми, оптимізація яких – далеко не тривіальне завдання.

Залежно від конкретних вимог до фазових шумів і роздільної здатності за частотою можливе введення більшої кількості змішувальних каскадів, що, однак, призводить до ускладнення конструкції синтезатора. Іншою проблемою, властивою схемам, заснованим на частотному перетворенні, є хибне захоплення частоти (наприклад, при використанні дзеркального каналу змішувача). Це вимагає досить точного попереднього налаштування частоти ГУН, наприклад, за допомогою цифро-аналогового перетворювача (ЦАП). Це, у свою чергу, вимагає виключно високої лінійності (і повторюваності) характеристики частотного налаштування ГУН у робочому температурному діапазоні, а також точного калібрування даної характеристики для компенсації її температурного дрейфу. Крім того, цифро-аналогові перетворювачі зазвичай відрізняються підвищеним рівнем шумів, що безпосередньо впливає на шумові характеристики синтезатора і вимагає виведення ЦАП з петлі ФАПЧ після попереднього налаштування на необхідну частоту .

Інший спосіб зменшення сумарного коефіцієнта поділу заснований на використанні дробових коефіцієнтів поділу, що досягається поділом частоти на N+1 кожні Мперіодів сигналу та поділом на Nпротягом іншого проміжку часу. У цьому випадку середній коефіцієнт поділу дорівнює (N+1)/ M, де Nі М- цілі числа. Для заданого розміру частотного кроку схеми з дробовим коефіцієнтом поділу дозволяють використовувати більш високу частоту порівняння на вході фазового детектора, що призводить до зменшення фазового шуму та збільшення швидкості перебудови синтезатора. Основний недолік техніки дробового поділу – підвищений вміст негармонічних спектральних складових через фазові помилки, властиві механізму дробового поділу.

Дуже ефективним рішенням є використання розглянутого вище цифрового синтезатора ( DDS), який, сутнісно, ​​також є дробовим дільником частоти. Цифровий синтезатор може бути використаний як джерело опорного сигналу або дробового дільника частоти, як показано на рис. 10, 11 відповідно. p align="justify"> Особливу увагу слід приділити спектральному складу вихідного сигналу цифрового синтезатора, який деградує на 20 дБ/октаву через наявність частотного дільника в петлі ФАПЧ. З цього погляду конфігурація, наведена на рис. 10 представляється більш гнучкою, так як дозволяє введення змішувальних каскадів, розглянутих вище. Хоча схема, наведена на рис. 11, і не містить частотного дільника, тим не менш, вона схильна до того ж ступеня деградації, що відповідає відношенню вхідний (тактовий) та вихідний частот цифрового синтезатора.

Слід зазначити, що описані вище методи поліпшення спектральних характеристик цифрових синтезаторів ефективно працюють зі схемами ФАПЛ, що мають виключно високі фільтраційні властивості. І, хоча використання цифрового синтезатора призводить до певного ускладнення схеми, тим не менш, видається, що загальна конструкція матиме хороші технічні і вартісні характеристики.

Вибір ГУН

Проектування синтезаторів ФАПЧ значною мірою визначається параметрами ГУН, що використовується. Історично розробники синтезаторів, в першу чергу, покладалися на ЖИГ-генератори, що відрізняються широким діапазоном частот, що генеруються, і малими фазовими шумами. ЖИГ-генератори також демонструють лінійні (і повторювані) характеристики налаштування, що спрощує початкову підстроювання та захоплення частоти в системах багатопетльової ФАПЧ. Ці унікальні особливості ЖИГ-генераторів протягом тривалого часу забезпечили домінування синтезаторів, сконструйованих з їхньої основі.

Однак, велике споживання енергії, розміри, висока вартість і особливо низька швидкість перебудови, властива будь-якому ЖИГ-генератору, визначили перехід на напівпровідникові генератори. В даний час високочастотні (до 10 ГГц і вище) твердотільні генератори, що перебудовуються, доступні у вигляді дешевих інтегральних схем. Так як шумові характеристики таких генераторів значно гірші в порівнянні з ЖИГ-генераторами, розробники синтезаторів повинні покладатися в основному на шумові якості джерела опорного сигналу. В даний час комерційні кварцові генератори демонструють фазові шуми в районі -160...-176 дБн/Гц на частоті 100 МГц при відбудові 20...100 кГц. Ці величини відповідають -120 ... -136 дБн / Гц при перерахунку на 10 ГГц і такій же частоті відбудови, що порівняно і навіть перевершує шумові характеристики ЖИГ-генераторів. Звичайно, при цьому передбачається, що шумові характеристики окремих елементів синтезатора не помітно впливають на процес перетворення опорного сигналу. Хоча таке припущення вимагає застосування неординарних технічних рішень, кінцевий ефект очевидний: синтезатори на основі напівпровідникових генераторів можуть потенційно досягти високих швидкостей перебудови разом з відмінними шумовими та спектральними характеристиками без застосування дорогих, громіздких та енергоємних ЖИГ-генераторів.

Майбутні розробки

Аналоговий синтезатор на сьогоднішній день є найбільш передовою архітектурою, що пропонує виключно високу швидкість перебудови та малі фазові шуми. Хоча його вартісні характеристики не відповідають загальної тенденції скорочення вартості, проте, аналоговий синтезатор може бути відмінним рішенням у деяких застосуваннях, де низька вартість не є домінуючим фактором. Деяке скорочення вартості очікується зі збільшенням робочої частоти цифрових синтезаторів, які можуть спростити конструкцію аналогового синтезатора.

Цифрові синтезатори мають величезний потенціал внаслідок надзвичайно швидкого розвитку GaAs, Si та SiGe технологій. Очікується підвищення робочої частоти та покращення спектральних характеристик цифрових синтезаторів, що надасть величезну допомогу при проектуванні аналогових та ФАПЧ-синтезаторів.

Однак, найбільш перспективні розробки найближчим часом, мабуть, будуть пов'язані з ФАПЧ-синтезаторами, що базуються на дешевих інтегральних генераторних схемах. Основні зусилля будуть спрямовані на зменшення власних шумів окремих елементів синтезатора для розширення оптимальної смуги пропускання фільтра ФАПЧ до декількох МГц, де твердотільні генератори стають конкурентоспроможними по шумових властивостях з генераторами ЖИГ. Це дозволить досягти мікросекундного діапазону швидкості перебудови частоти із збереженням рівня шуму, властивого ЖИГ-генераторам. Ці характеристики, поряд із низькою вартістю, властивою синтезаторам на основі ФАПЧ, мабуть, зумовлять їхнє домінування в майбутніх розробках.

Література:

1. J. Browne, “Frequency Synthesizers Tune Communications Systems,” Microwaves&RF, March 2006.
2. V. Kroupa, “Frequency Synthesis Theory, Design and Applications,” New York: Willey, 1973.
3. V. Manassewitsch, "Frequency Synthesizers Theory and Design," ThirdEdition, New York: John Wiley & Sons, 1987.
4. U. Rohde, “Microwave and Wireless Synthesizers: Theory and Design,” New York: John Wiley & Sons, 1997.
5. J. Klapper and J. Frankle, "Phased-Locked and Frequency Feedback Systems," New York: Wiley, 1972.
6. “A 24 GHz Network Analyzer,” Rohde & Schwartz, Microwave Journal, October 2005.
7. Z. Galani та R. Campbell, “An Overview of Frequency Synthesizers for Radars,” в IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-39, 1991, pp. 782-789.
8. V. Kroupa, "Direct Digital Frequency Synthesizers" New York: IEEE Press, 1999.
9. T. Endres, R. Hall, і A. Lopez, “Дизайн та аналіз методів DDS-Based Synthesizer for military spaceborne applications” в IEEE International Frequency Control Symposium Proc., 1994, pp. 625-632.
10. W. Egan, "Frequency Synthesis by Phase Lock" New York: Wiley, 2000.
11. R. Best, "Phase-Locked Loops - Theory, Design, and Applications" New York: McGraw-Hill, 1984.
12. U. Rohde, "Digital PLL Synthesizers: Design and Applications" NJ: Prentice Hall, 1983.
13. A. Blanchard, "Phase-Locked Loops" New York: Wiley, 1976.
14. F. Gardner, "Phaselock Techniques" Second Edition, New York: Wiley, 1979.
15. "Fractional-N Synthesizer" Application Note, Synergy Microwave Corporation, http://www.synergymwave.com/> www.synergymwave.com.
16. “A High Frequency Reference Module” Valpey Fisher Corporation, Microwave Journal, April 2005.

про автора

Олександр Ченакін закінчив Київський політехнічний інститут, кандидат технічних наук. Працював на різних інженерних та керівних посадах, очолював консалтингову компанію з дослідження передових технологій у галузі генерації мікрохвильових сигналів. В даний час працює директором відділу частотного синтезу компанії Phase Matrix, Сан-Хосе, США, де займається розробкою нових поколінь частотних синтезаторів для різних вимірювальних приладів і систем.

У нас представлені товари найкращих виробників

ПРИСТ пропонує оптимальні рішення вимірювальних завдань.

У нас ви можете не тільки купити осцилограф, джерело живлення, генератор сигналів, аналізатор спектру, калібратор, мультиметр, струмові кліщі, але й повірити засіб вимірювання або відкалібрувати його. Ми маємо прямі контракти з найбільшими світовими виробниками вимірювального обладнання, завдяки цьому можемо підібрати обладнання, яке вирішить Ваші завдання. Маючи великий досвід, ми можемо рекомендувати продукцію наступних торгових марок.

Проблема стабільності частоти в приймальних пристроях існувала завжди. На відносно низьких частотах (до 100-150 МГц) вона вирішувалася застосуванням кварцових резонаторів, на більш високих (400 МГц) – за допомогою резонаторів на поверхнево-акустичних хвилях (ПАР-резонаторах), для стабілізації ж надвисоких частот часто застосовують діелектричні резонатори кераміки або інші високодобрітні резонатори. Описані методи стабілізації з допомогою пасивних компонентів мають переваги – простоту і порівняльну дешевизну реалізації, та його головний недолік – неможливість скільки-небудь істотної перебудови частоти без зміни частотозадающего елемента – резонатора. Неможливість швидкої електронної перебудови робочої частоти за збереження її стабільності різко обмежує застосування радіопристроїв, не дозволяючи, наприклад, реалізувати багатоканальність.

Інтегральні синтезатори частоти різних зарубіжних фірм, що отримали в даний час широке поширення, дозволяють здійснити швидку електронну перебудову робочої, в тому числі і надвисокої, частоти, зберігаючи при цьому її високу стабільність. Такі синтезатори частоти бувають прямого та непрямого типів. Перевагами прямого синтезу відноситься висока швидкодія при малому кроці сітки частот, але через необхідність фільтрації великої кількості спектральних компонентів, викликаних численними нелінійними перетвореннями сигналу, в НВЧ схемах пристрою прямого синтезу застосовуються рідко. Для синтезу надвисоких частот зазвичай застосовують синтезатори непрямого типу, або синтезатори з фазовим автопідстроюванням частоти (ФАПЧ). Існує два основних типи інтегральних синтезаторів з ФАПЧ – програмовані, значення частоти в яких задається зовнішнім мікроконтролером по трипровідній шині, та непрограмовані, де коефіцієнти поділу внутрішніх дільників частоти фіксовані, а опорна частота задається зовнішнім кварцовим резонатором. У простих НВЧ схемах зазвичай застосовують непрограмовані інтегральні синтезатори, наприклад, MC12179 фірми Motorola, до недоліків якого слід віднести необхідність точного вибору резонатора кварцового, що не завжди можливо. Програмовані синтезатори частоти, наприклад UMA1020М фірми Philips, позбавлені цього недоліку, оскільки в сучасних системах зв'язку обов'язково присутній керуючий мікроконтролер, здійснити програмування такого синтезатора технічно нескладно. Автогенератори надвисокочастотного діапазону використовуються у вигляді функціонально закінчених модулів, виконаних за гібридною технологією.

Прикладом застосування описаних рішень може бути простий лабораторний синтезатор надвисокої частоти, що дозволяє з високою точністю генерувати та стабілізувати частоту в діапазоні 1900 – 2275 МГц, пропонований у цій статті.

Структурну схему спроектованого синтезатора показано на рис. 1., зовнішній вигляд - на рис.2. Як видно їх схеми, синтезатор складається з керованого напругою генератора (ГУН або VCO) JTOS-2200 фірми Mini-Circuits JTOS-2200, інтегрального синтезатора частоти UMA-1020М та мікроконтролера Z86E0208PSC фірми Zilog.

Надвисокочастотний сигнал, що генерується ГУНом, надходить на вихід лабораторного синтезатора і на вхід головного програмованого дільника частоти, що входить до схеми UMA-1020М.

Опорний сигнал, що виробляється кварцовим генератором JCO-8, надходить на допоміжний програмований частотний дільник, який також входить до схеми UMA-1020М. Структурна схема UMA-1020М показано на рис. 3, детальну технічну документацію на UMA-1020 можна знайти на сайті фірми-виробника http://www.philips.de/ . Коефіцієнти обох дільників – головного та допоміжного – встановлюються мікроконтролером Z86E0208PSC по трипровідній (дані DATA, синхронізація CLK та роздільна здатність запису /ENABLE) шині. Структурна схема мікроконтролера Z86E0208PSC показана на рис. 4. Внутрішнього ПЗП мікроконтролера достатньо для програмування семи різних значень частот та одного тестового режиму. Конкретні значення частот (або тестовий режим) встановлюються перемичками на платі лабораторного синтезатора. Перед завантаженням чергового значення частоти інтегральний синтезатор мікроконтролер опитує порт, підключений до перемичок, і, відповідно до отриманих даних, вибирає ту чи іншу прошивку. Нове значення частоти встановлюється автоматично під час увімкнення живлення плати синтезатора. Алгоритм програмування синтезатора для мікроконтролера Z86E0208PSC показано на рис. 5, лістинг програми наведено.

Докладніше про програмування мікроконтролерів фірми Zilog можна прочитати в повна технічна документація доступна на сайті http://www.zilog.com/.

Особливістю ГУНу JTOS-2200, що застосовується, є діапазон напруги налаштування: від 0.5 до 5 Вольт. Тобто якщо значення напруги налаштування буде менше 0.5 Вольт, фірма-виробник не гарантує стійку генерацію коливань. Проведені експерименти показали правдивість цього твердження.

Принцип функціонування ФАПЧ, і навіть методика розрахунку фільтра зворотний зв'язок (Loop filter), досить і неодноразово розглянуті у технічної літературі , у цій статті не розглядається. Існує кілька програм, що безкоштовно розповсюджуються, що дозволяють розраховувати параметри фільтрів зворотного зв'язку, їх можна знайти в Інтернеті на http://www.analog.com/ або на www.national.com.

Для контролю правильності роботи схеми синтезатора на платі встановлено світлодіод, світіння якого свідчить про помилку синтезу частоти. При коректній роботі синтезатора світлодіод не повинен горіти, проте ця функція може бути відключена програмно.

Собівартість зібраного лабораторного синтезатора не перевищує 30 доларів. Як здешевлення пропонованого пристрою можна запропонувати два шляхи: по-перше, можна об'єднати кварцове джерело опорних коливань синтезатора та мікроконтролера, при цьому треба пам'ятати, що максимальна тактова частота Z86E0208PSC становить 8 МГц, у той час як для UMA-1020М вона може бути в межах 5-40 МГц. По-друге, ГУН можна розробити самостійно на транзисторах або підсилювальних інтегральних мікросхемах, використовуючи методику, наведену в .

Список використаної літератури

1. Діелектричні резонатори/М.Є. Ільченко, В.Ф. Взятишев, Л.Г. Гассанов та ін; За ред. М.Є. Ільченко. - М.: Радіо і зв'язок, 1989. - 328 с.: Іл. - ISBN 5-256-00217-1.
2. Пестряков А.В. Інтегральні схеми для пристроїв синтезу та стабілізації частот// Chip News. - 1996. - № 2.
3. Лобов У., Стешенко У., Шахтарин Б. Цифрові синтезатори прямого синтезу частот// Chip News. - 1997. - № 1.
4. Wireless Semiconductor Solutions. Motorola. Device Data – Vol.1. DL 110/D, Rev 9.
5. VCO Designer's Handbook 2001. VCO/HB-01. Mini-Circuits.
6. Гладштейн М.А. Мікроконтролери сімейства Z86 фірми Zilog. Керівництво програміста. - М: ДОДЕКА, 1999, 96 с.
7. The Z8 Application Note Handbook. Zilog. DB97Z8X0101.
8. Старих О. Метод ФАПЧ та принципи синтезування високочастотних сигналів//Chip News. - 2001. - № 6.
9. Microwave Oscillator Design. Application Note A008// Hewlett-Packard Co. - publication number 5968-3628E (6/99)
10. Shveshkeyev P. A VCO Design для WLAN Applications в 2.4 to 2.5 GHz ISM Band//Applied Microwave&Wireless. - 2000. - №6. - P.100-115.